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1、基于HPWM调制技术的车载逆变器设计李栋-，易映萍-，谢 明，肖 飞2(1上海理工大学，上海200093；2许继集团有限公司，河南许昌461000)摘要：介绍HPWM调制技术工作原理并基于HPWM调制技术设计了纯模拟控制的大功率车载逆变器。该车载逆变器采用了DCDC和DCAC两级变换结构，并且此逆变电源采用了纯模拟方案。阐述了基于HPWM调制技术的车载逆变器的工作原理，给出了实现后级ZVS的条件，对两级变换电路设计进行了详细介绍。实验结果表明，此逆变电源设计合理、运行稳定可靠。关键词：HPWM；车载逆变器；ZVS中图分类号：TM 464 文献标识码：A 文章编号：1 002-087 X(201
2、 6)01-01 80-04Car inverter design based on HPWM modulation techniqueLI Don91,YI Ying-pin91，XIE Min91，XIAO Fei 2fJ踟jve俗毋ofShanghai for Science and Technology,Shanghai 200093,China；2Xuji Group,Xuchang Henan 461000,China)Abstract：HPWM modulation technology works were described。and pure analog was desig
3、ned to control power carinverter based on HPWM modulation techniquesDC，DC and DCAC conversion structurns were used by carinverter， and pure analog solutions were chosen bV this inverterThe te)(tbased automotive inverter HPWMmodulation technology werks were elaborated and the conditions were given to
4、 achieve the IeveI ZVS 111etwo-stage conversion circuit design was analyzed in detail111e experimental results show that this power inverterdesign is reasonable，stable and reliable operationKey werds：HPWM：car inverter；ZVS车载逆变器电源作为在移动中使用的直流变交流的转换器，成为常备的车用电子装置用品。大功率的车载逆变器通过电瓶，将产生稳定工频交流电。车载逆变器作为常用设备，50
5、0w以上的大功率较为少见，并且多数大功率的车载逆变便器有成本高、稳定性差等缺点【l】。车载逆变器作为汽车上的电能转换设备，效率和安全是尤为重要的，降低损耗和减少谐波则是实现高效能和安全可靠的重要指标。本文设计的车载逆变器基于I-IPWM调制技术，该调制技术具有较低谐波和较少开关损耗的优点，结合本文所使用的拓扑结构可以实现零电压开关(zvs)，从而减少开关损耗【2】。1 HPWM调制技术H桥逆变器是逆变器中广为使用的拓扑结构，基于H桥逆变器的主要调制技术有：(1)双极性PWM(BPWM)：因为容易实现，所以使用较为普及，但是其谐波含量较多并且难以滤除，这些缺点将对车载逆变器的安全和可靠性带来较大
6、影响。(2)普通单极性PWM(UPWM)：该控制方式相对BPWM有较少的谐波分量和较少的开关损耗，但是阻感负载下由于换流时UPWM调制技术下的桥臂不工作与调制状态，将使谐波分量增加，并且该调制技术会使功率开关管的寿命不均等【3】。为了克服以上缺点，本文提出新型的调制技术混合性sPWM(HPWM)，该调制技术本质上仍然是单极性PWM调制技术。HPWM调制技术具有开关损耗小、阻感负载换流时桥臂处于可控状态、谐波分量少、开关管寿命均衡等优点。BPwM调制技术、UPWM调制波形、HPWM调制波形分别如图1所示。- 、 巴 c I 一 匦盐丛必世越盈盥圣邋睁盎曳珊硼，巡哑燃。罚硒硒硼。世趣出幽幽56丛娅
7、龇地盘盐。I口口口口口口4 n1口口口口口口6 o o口，L二二二。o口叩田叩II I丑口皿| 。口0 0 8口巴口田叫l 8口口口田口I。b山山田。衄卫口叫田叫l山口8衄皿山。 o衄皿叫 l衄皿山。0 8 0口田口口0 l口口j田口。 I二二二二= b衄山I旺二二二叫山二二。I口口口口口0 9 4丑口口口口C 5 j 8口 Iln叩田口口j印口山i口叩l叩卫口口。叩叫uI田。E=二oj L|8：j二二=二卫妯l1 0叩删 删删图1 BPWM调制技术、UPWM调制波形、HPWM调制波形收稿日期：2015-06-12基金项目：国家高技术研究发展计划(201 2M050童06)作者简介：李栋(19
8、90)。男。新疆维吾尔族自治区人工学硕士主要研究方向为电力电子技术。20161 Vel40 No1 1 80本文使用MatlabSimulink仿真，对三种调制技术进行仿真验证。H桥逆变器的主要仿真参数如下：阻感性负载：电阻负载10 n，电感05 mt-I；LC滤波器：滤波电感06 mH，滤波电容万方数据047 I*F；直流输入电压360 V；载波频率20 k-Iz；调制波频率50 Hz；输出电压280 V。仿真结果如图2所示。FFTwmdow 2 of3 cycles ofselected signal0皿0025 000葛0叫0 045 0喳0晒5一 堡!固FFT ana Eys S-Fu
9、ndamentalOHz)=287 8 THD=(a)BPWM的仿真结果FFT佃ndow：2 of3 cycles ofselected signalFundamental唧Hz)=287 7THD=3 64fb)UPWM的仿真结果FFT椰ndow=2 of3 cycles of selected signal005 005 0 01 0045 0喳0瞄_ 卫塑鼬 一FFT analysis一Fundamental(80Hz)=287 7THD=3 25(c)HPWM的仿真结果图2 仿真结果通过仿真验证了以上所述内容，而UPWM的谐波分量比I-IPWM高也正是因为UPWM在换流逝桥臂处于不可控
10、所带来的影响。1 812电路拓扑结构和工作原理前级的DCDC升压电路选取推挽电路作为前级电路的拓扑结构。推挽电路具有很好的对称性。推挽电路典型波形如图3所示。：E卜“丑。三L怍华一。b：毋三二陉。臣二：划兰1。 0协 ln I乜 乜k 图3 推挽升压电路理想波形由图3可知推挽电路具有4种工作状态，由于对称性，(b)图4 推挽升压电路状态【t。，tj】状态1：开关管S，开s2关，绕组Nl有电流流过，感应电压。绕组N：有电流输出，能量向负载输出。s：上的电压为2。状态l电路如图4(a)所示。【t。，t2状态2：在t。时刻开关管S。关断，开关管在trt：内全部关断，绕组N2不产生电压，滤波电容支撑负
11、载电压。使用RC电路消耗漏感能量，从而避免开关管的尖峰电压。状态2电路如图4(b)所示。后级采用H桥作为拓扑结构，采用Mosfet作为开关管。并联的小电容是Mosfet输出结电容的等效，即clC：，有cl=G=C产C：I；VD。vD4为Mosfet的体二极管。由于工作状态对称，本文仅对正半周进行分析，主要波形如图5所示。在正半周期，电路具有6种状态sJ，如图6所示。20161 V0140 No1。弭。吣，码扩肇聋万方数据U，同U一一y| “l iw1l：i：iU。 雨重!图6 H桥6种模态f。，td状态1：Val和V0导通，滤波电感上叶的电流为线性增长，t。时刻VT。关断电流停止增长。 iL(
12、t)=半r(1)【f。，f2状态2：t。时刻，。关断，上叶续流，Vn流过的电流向C，和C3支路转移，此时C。充电，C3放电。C。、C，的存在，可20161 V0140 No1以使V卫零电压关断。由于t，到如的时间很短，电感可以等效为恒流源，即电流近似不变。则C。电压为线性增长变化，C，两端电压为线性减少。C3电压到t：为零，VD3自然导通。Ii=iL(t1)啪)。击r (2)=Ua一击rt2，t3】状态3：在t2,VD，导通，为零电压导通。而此阶段，VD，与vT，进行换流，VD，为同步整流状态，上叶零续流状态，L的电流线性变化，t，减小到零。iL(t)=，l一孚t (3)t，f4】状态4：上叶
13、续流结束，厶电流反向增大，厶上电压为一Uo，厶储能，电流线性增加，到“时刻，关断。，iL(t)=一争t (4)Lft，t5】状态5：状态5与状态2类似，3关断，c，充电，C-放电，零电压关断。在t，时刻，C。的电压减小为零，VD自然导通。一厶=()喇2击r =一击，It，f6】状态6：t，时VD。导通，VT。开通，VT。零电压开通。VT。和VD。进行换流，。为同步整流状态，向电源回馈能量，L的电流负向减小到零。 锄)-厶+半r(6)通过式(1卜式(6)可以得出实现ZVS的条件。1 82讪竿rdead22C_,Ud (7)1 0k。篝产由式(7)可以得出若想实现ZVS则在电路设计时需要注意：(1
14、)Eh于一般情况下Jl：，所以有妇，屯础。H桥的下桥臂驱动电路可以加二极管电阻网络，这样可以增加下桥臂的驱动能力，从而使下桥臂驱动电路的死区时间加大。(2)zvs的实现需要对L最大值有限制，这就很有可能使滤波电感具有较大的电流脉动，因此在选取磁芯时，务必选取电阻率较高、磁芯损耗小的磁芯材料。3车载逆变器的电路设计31 DCDC电路设计DCDC变换的拓扑结构是推挽拓扑结构，将汽车蓄电池万方数据输入电压升压至直流高电压，对于前级推挽电路使用SG3525控制芯片。模拟电路构成闭环PI调节。针对前级电路设计了短路与欠压保护，来确保整个车载逆变器的安全。32 DCAC电路设计DCAC电路设计主要是对后级
15、的H逆变桥的主电路进行设计，主要为母线电容选取、LC滤波、控制电路设计。直流母线电容是关键参数，由式(8)进行计算。c万L_石rs (8)t1儿2 7式中：只为输入功率；V为直流电压；叼为效率；为输出电压角频率。LC滤波滤除高次谐波，计算滤波电感时。电流纹波为主要考虑因素，式(9)为计算公式。工!_一 r9、8f AI。LC截止频率为载波频率的11015，可得到电容计算式(10)。仕巧I扣。,2 Xil ，截止频率200 Hz，可以滤除高次谐波fl。实际中，该LC滤波器呈现较好的滤波效果。后级逆变电路使用TDS2285控制芯片，配合硬件死区电路和图腾柱电路加强驱动能力，后级电路实现了低开关损耗
16、和EMI的目的【7】。4仿真研究为了验证设计的可靠性，采用ManabSimulink对车载逆变器进行仿真。仿真参数：输入电压13 V，肿wM频率27kHz，LC滤波器1 mH、47心，前级母线电容12 mF，后级母线电容330肛。输出电压波形及快速傅里叶变换(FFT)分析，如图7所示，输出电压的谐波电流失真(Tt-tO)为195，输出为较好的正弦波。三一伽玉。业也翊200 400 600 800 1000Frequency(Hz)图7 输出电压的FFTAvailable signalsSaudm恤c -“-H1I 9n_，FFTwmdowsb脯【。)：0D2Hr-cj睬1h-_rHhr斜FFT
17、 settings。1。1。1。OitM,iBH酬忡to嘲 FH4-M口Ht娃FmtvO。时10暖鳓堕1 835实验验证为了验证整个设计的合理性，本文研制了车载逆变器样机，进行实验测试。输入电压为1214 V，输出电压为225 V，50 Hz。实际调试时，样机有效实现电压闭环，谐波含量少。输出电压和电流波形(电流钳方向为反相)如图8所示。ZVS波形如图9所示。功k J乙 M Pos：-11，60ms MEASUREj M100ms23Apt-14 09：32图8 输出电压、电流波形TekL+“ M1OOu$ ：十21一Apt一14 18：02 刚图9 ZVS波形CURSOR类型咖信源田墨圃说明
18、：本文中所设计的车载逆变器已经申请专利，专利号：ZL2014200023174。参考文献：1】朱保华对车载逆变电源技术的研究J】中国电力教育，2009(S2)：208210【2】彭小兵一种新型SPWM逆变器J】电工技术，2004(3)：52563】胡兴柳SPWM逆变电源的单极性控制方式实现【J】机电工程，20040)：38-414】张占松开关电源的原理与设计【M】北京：电子工业出版社，2001：4658【5】彭小兵高频脉宽调制技术在逆变器中的应用川电源技术应用，2003(7)：340343【6】林维明满足新版IECl00032标准规定的单相Lc滤波整流器的设计【J】电工电能新技术，2002(2)：1-5【7】王志强开关电源设计M】2版北京：电子工业出版社，2005：254420161 V0140 No110654321Ooi芒tE日苜c：L-o冰一口z万方数据