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1、感应加热感应加热 DIYDIY 教程教程总体架构：串联谐振 2.5KW 锁相环追频 ZVS，MOSFET 全桥逆变；磁芯变压器两档阻抗变换，水冷散热，市电自耦调压调功，母线过流保护。在开始制作之前，有必要明确一些基础性原理及概念，这样才不至于一头雾水。一加热机制扫盲用，高手跳过1.1 涡流，只要是金属物体处于交变磁场中，都会产生涡流，强大的高密度涡流能迅速使工件升温。这个机制在所有电阻率不为无穷大的导体中均存在。1.2 感应环流，工件相当于一个短路的1 匝线圈，与感应线圈构成一个空心变压器，由于电流比等于匝比的反比，工件上的电流是感应线圈中电流的 N匝数倍，强大的感应短路电流使工件迅速升温。这
2、个机制在任何导体中均存在，恒定磁通密度情况下，工件与磁场矢量正交的面积越大，工件上感生的电流越大，效率越高。由此可看出，大磁通切割面积的工件比小面积的工件更容易获得高温。1.3 磁畴摩擦 在铁磁体内存在着无数个线度约为10-4m 的原本已经磁化了的小区域，这些小区域叫磁畴，铁磁性物质的磁畴，在交变磁场的磁化与逆磁环作用下，剧烈摩擦，产生高温。这个机制在铁磁性物质中占主导。由此可看出，不同材料的工件，因为加热的机制不同，造成的加热效果也不一样。其中铁磁物质三中机制都占，加热效果最好。铁磁质加热到居里点以上时，转为顺磁性，磁畴机制减退甚至消失。这时只能靠剩余两个机制继续加热。当工件越过居里点后，磁
3、感应现象减弱，线圈等效阻抗大幅下降，致使谐振回路电流增大。越过居里点后，线圈电感量也跟着下降。LC回路的固有谐振频率会发生变化。致使固定激励方式的加热器失谐而造成设备损坏或效率大减。二为什么要采用谐振？应采用何种谐振？2.1 先答复第一个问题。我曾经以为只要往感应线圈中通入足够强的电流，就成一台感应加热设备了。也对此做了一个实验，见下列图。实验中确实有加热效果，但是远远没有到达电源的输出功率应有的效果。这是为什么呢，我们来分析一下，显然，对于固定的工件，加热效果与逆变器实际输出功率成正比。对于感应线圈，基本呈现纯感性，也就是其间的电流变化永远落后于两端电压的变化，也就是说电压到达峰值的时候，电
4、流还未到达峰值，功率因数很低。我们知道，功率等于电压波形与电流波形的重叠面积，而在电感中，电流与电压波形是错开一个角度的，这时的重叠面积很小，即便其中通过了巨大的电流，也是做无用功。这是如果单纯的计算P=UI，得到的只是无功功率。而对于电容，正好相反，其间的电流永远超前于电压变化。如果将电容与电感构成串联或并联谐振，一个超前，一个滞后，谐振时正好抵消掉。因此电容在这里也叫功率补偿电容。这时从激励源来看，相当于向一个纯阻性负载供电，电流波形与电压波形完全重合，输出最大的有功功率。这就是为什么要采取串并补偿电容构成谐振的主要原因。2.2 第二个问题，LC谐振有串联谐振和并联谐振，该采用什么结构呢。
5、说得直白一点，并联谐振回路，谐振电压等于激励源电压，而槽路 TANK中的电流等于激励电流的 Q 倍。串联谐振回路的槽路电流等于激励源电流，而L,C 两端的电压等于激励源电压的Q 倍，各有千秋。从电路结构来看：对于恒压源激励半桥，全桥，应该采用串联谐振回路，因为供电电压恒定，电流越大，输出功率也就越大，对于串联谐振电路，在谐振点时整个回路阻抗最小，谐振电流也到达最大值，输出最大功率。串联谐振时，空载的回路Q 值最高，L,C 两端电压较高，槽路电流白白浪费在回路电阻上，发热巨大。对于恒流源激励如单管电路，应采用并联谐振，自由谐振时 LC 端电压很高，因此能获得很大功率。并联谐振有个很重要的优点，就
6、是空载时回路电流最小，发热功率也很小。值得一提的是，从实验效果来看，同样的谐振电容和加热线圈，同样的驱动功率，并联谐振适合加热体积较大的工件，串联谐振适合加热体积小的工件。三制作过程明白了以上原理后，可以着手打造我们的感应加热设备了。我们制作的这个设备主要由调压整流电源、锁相环、死区时间发生器、GDT电路、MOS 桥、阻抗变换变压器、LC槽路以及散热系统几大部分组成，见下列图。我们再来对构成系统的原理图进行一些分析，如下：槽路部分：从上图可以看出，C1、C2、C3、L1 以及 T1 的次级左侧共同构成了一个串联谐振回路，因为变压器次级存在漏感，回路的走线也存在分布电感，所以实际谐振频率要比单纯
7、用C1-C3 容量与 L1 电感量计算的谐振频率略低。图中 L1 实际上为 1uH，我将漏感分布电感等加在里面所以为1.3uH，如图参数谐振频率为56.5KHz。从逆变桥输出的高频方波激励信号从J2-1 输入，通过隔直电容 C4 及单刀双掷开关 S1 后进入 T1 的初级，然后流经 1:100 电流互感器后从 J2-2 回流进逆变桥。在这里，C4 单纯作为隔直电容，不参与谐振，因此应选择容量足够大的无感无极性电容，这里选用 CDE 无感吸收电容 1.7uF 400V 五只并联以降低发热。S1 的作用为阻抗变换比切换，当开关打到上面触点时，变压器的匝比为35:0.75，折合阻抗变比为2178:1
8、；当开关打到下面触点时，变压器匝比为 24:0.75，折合阻抗变比为 1024:1。为何要设置这个阻抗变比切换，主要基于以下原因。1铁磁性工件的尺寸决定了整个串联谐振回路的等效电阻，尺寸越大，等效电阻越大。2回路空载和带载时等效电阻差异巨大，如果空载时变比过低，将造成逆变桥瞬间烧毁。T2 是 T1 初级工作电流的取样互感器，因为匝比为1:100，且负载电阻为 100，所以当电阻上电压为1V 时对应 T1 初级电流为 1A。该互感器应有足够小的漏感且易于制作，宜采用铁氧体磁罐制作，如无磁罐也可用磁环代替。在调试电路时，可通过示波器检测 J3 两端电压的波形形状和幅度而了解电路的工作状态，频率，电
9、流等参数，亦可作为过流保护的取样点。J1 端子输出谐振电容两端的电压信号，当电路谐振时，电容电压与T1 次级电压存在 90相位差，将这个信号送入后续的 PLL锁相环，就可以自动调节时激励频率始终等于谐振频率。且相位恒定。后文详述L1，T1 线圈均采用紫铜管制作，数据见上图，工作中，线圈发热严重，必须加入水冷措施以保证长时间安全工作。为保证良好的传输特性以及防止磁饱和，T1 采用两个 EE85 磁芯叠合使用，在绕制线圈时需先用木板做一个比磁芯舌截面稍微大点的模子，在上面绕制好后脱模。如下列图：PLL 锁相环部分：上图为 PLL 部分，是整个电路的核心。关于CD4046 芯片的结构及工作原理等，我
10、不在这里详述，请自行查阅书籍或网络。以 U1 五端单片开关电源芯片 LM2576-adj 为核心的斩波稳压开关电路为整个PLL 板提供稳定的，功率强劲的电源。图中参数可以提供 15V2A 的稳定电压。因为采用 15V 的 VDD 电源，芯片只能采用 CD40 xx 系列的 CMOS 器件，74 系列的不能在此电压下工作。CD4046 锁相环芯片的内部VCO 振荡信号从 4 脚输出，一方面送到 U2 为核心的死区时间发生器，用以驱动后级电路。另一方面回馈到 CD4046 的鉴相器输入 B 端口 3 脚。片内 VCO 的频率范围由 R16、R16、W1、C13 的值共同决定，如图参数时，随着 VC
11、O控制电压 0-15V 变化，振荡频率在20KHz-80KHz之间变化。从谐振槽路 Vcap接口 J1 送进来的电压信号从J4 接口输入 PLL 板，经过R14，D2，D3 构成的钳位电路后，送入 CD4046 的鉴相器输入 A 端口 14 脚。这里要注意的是，Vcap电压的相位要倒相输入，才能形成负反馈。D2，D3 宜采用低结电容的检波管或开关管如 1N4148、1N60 之类。C7、C12 为 CD4046 的电源退耦，旁路掉电源中的高频分量，使其稳定工作。现在说说工作流程，我们选用的是 CD4046 内的鉴相器 1XOR 异或门。对于鉴相器 1,当两个输人端信号 Ui、Uo 的电平状态相
12、异时即一个高电平，一个为低电平，输出端信号 U为高电平；反之，Ui、Uo 电平状态相同时即两个均为高，或均为低电平，U输出为低电平。当Ui、Uo 的相位差在 0-180范围内变化时，U的脉冲宽度 m 亦随之改变，即占空比亦在改变。从比较器的输入和输出信号的波形如图 4 所示可知，其输出信号的频率等于输入信号频率的两倍，并且与两个输入信号之间的中心频率保持 90相移。从图中还可知，fout 不一定是对称波形。对相位比较器，它要求 Ui、Uo 的占空比均为 50即方波，这样才能使锁定范围为最大。如下列图。由上图可看出，当14 脚与 3 脚之间的相位差发生变化时，2 脚输出的脉宽也跟着变化，2 脚的
13、 PWM 信号经过 U4 为核心的有源低通滤波器后得到一个较为平滑的直流电平，将这个直流电平作为VCO 的控制电压，就能形成负反馈，将VCO 的输出信号与 14 脚的输入信号锁定为相同频率，固定相位差。关于死区发生器，本电路中，以U2 CD4001四 2 输入端与非门和外围R8，R8，C10，C11 共同组成，利用了RC 充放电的延迟时间，将实时信号与延迟后的信号做与运算，得到一个合适的死区。死区时间大小由R8，R8，C10，C11 共同决定。如图参数，为 1.6uS 左右。在实际设计安装的时候，C10 或 C11 应使用 68pF 的瓷片电容与 5-45pF 的可调电容并联，以方便调整两组驱
14、动波形的死区对称性。下列图清晰地展示了死区的效果。关于图腾输出，从死区时间发生器输出的电平信号，仅有微弱的驱动能力，我们必须将其输出功率放大到一定程度才能有效地推动后续的 GDT门极驱动变压器部分，Q1-Q8 构成了双极性射极跟随器，俗称图腾柱，将较高的输入阻抗变换为极低的输出阻抗，适合驱动功率负载。R10.R11 为上拉电阻，增强 CD4001 输出的“1”电平的强度。有人会问设计两级图腾是否多余，我开始也这么认为，试验时单用一级 TIP41，TIP42 为图腾输出，测试后发现高电平平顶斜降带载后比较严重，分析为此型号晶体管的 hFE 过低引起，增加前级8050/8550 推动后，平顶斜降消
15、失。GDT门极驱动电路：上图为 MOSFET 的门极驱动电路，采用GDT驱动的好处就是即便驱动级出问题，也不可能出现共态导通激励电平。留适当的死区时间，这个电路死区大到1.6uS。而且 MOSFET 开关迅速，没有 IGBT 的拖尾，很难炸管。而且 MOS 的米勒效应小很多。电路处于 ZVS 状态，管子 2KW 下工作基本不发热，热击穿不复存在。从 PLL 板图腾柱输出的两路倒相驱动信号，从GDT 板的 J1，J4 接口输入，经过 C1-C4 隔直后送入脉冲隔离变压器 T1-T4。R5，R6 的存在，降低了隔直电容与变压器初级的振荡 Q 值，起到减少过冲和振铃的作用。从脉冲变压器输出的15V
16、的浮地脉冲，通过R1-R4 限流缓冲延长对Cgs 的充电时间，减缓开通斜率后，齐纳二极管ZD1-ZD8 对脉冲进行双向钳位，最后经由 J2，J3，J5，J6 端子输出到四个 MOS 管的 GS 极。这里因为关断期间为-15V 电压，即便有少量的电平抖动也不会使MOS 管异常开通，造成共态导通。注意，J2，J3 用以驱动一个对角的MOS 管，J5，J6 用于驱动另一个对角的mos 管。为了有效利用之前 PLL 板图腾输出的功率以及减小驱动板高度，这里采用4 只脉冲变压器分别对 4 支管子进行驱动。脉冲变压器 T1-T4均采用 EE19 磁芯，不开气隙，初级次级均用0.33mm 漆包线绕制 30T
17、，为提高绕组间耐压起见，并未采用双线并绕。而是先绕初级，用耐高温胶带 3 层绝缘后再绕次级，采用密绕方式，注意图中+，-号表示的同名端。C1-C4 均采用 CBB 无极性电容。其余按电路参数。电源部分：上图为母线电源部分，市电电压经过自耦调压器后从J2 输入，经过B1 全波整流后送入C1-C4 进行滤波。为了在MOS 桥开关期间，保持母线电压恒定恒压源，故没有加入滤波电感。C1，C2 为电容，主要作用为全桥钳位过程期间的逆向突波吸收。整流滤波后的脉动直流从 J1 输出。全桥部分：上图为 MOSFET 桥电路，结构比较简单，不再赘述。强调一下，各个MOS 管的 GS 极到 GDT板之间的引线，尽
18、可能一样长，但应小于 10cm。必须采用双绞线。MOS 管的选取应遵循以下要求：开关时间小于100nS、耐压高于 500V、内部自带阻尼二极管、电流大于 20A、耗散功率大于150W。四散热系统槽路部分的阻抗变换变压器次级以及感应线圈部分，在满功率输出时，流经的电流到达500A 之巨，如果没有强有力的冷却措施，将在短时间内过热烧毁。该系统宜采用水冷措施，利用铜管本身作为水流通路。泵采用隔膜泵，一是能自吸，二是压力高。电路采用的是国产普兰迪隔膜泵，输出压力到达0.6MPa，轻松在 3mm 内径的铜管中实现大流量水冷。五组装按下列图组装，注意GDT部分，输出端口的1 脚接 G，2 脚接 S，双绞线
19、长度小于10cm。六调试该电路的调试比较简单，主要分以下几个步骤进行。1.PLL板整体功能检测。电路组装好后，先断开高压电源，将PLL 板 JP1 跳线的 2,3 脚短路，使VCO 输出固定频率的方波。然后用示波器分别检测四个MOS 管的 GS 电压，看是否满足相位和幅度要求。对角的波形同相，同一臂的波形反相。幅度为15V。如果此步骤无问题，进行下一步。如果波形相位异常，检测双绞线连接是否有误。2.死区时间对称性调整。用示波器监测同一臂的两个MOS 的 GS 电压，调节 PLL 板 C10 或 C11 并联的可调电容，使两个 MOS的 GS 电压的高电平宽度基本一致即可。死区时间差异过大的话，
20、容易造成在振荡的前几个周期内，就造成磁芯的累计偏磁而发生饱和炸管，隔直电容能减轻这一情况。3.VCO 中心频率调整。PLL 环路中，VCO 的中心频率在谐振频率附近时，能获得最大的跟踪捕捉范围，因此有必要进行一个调整。槽路部分S1 切换到上方触点，PLL 板 JP1 跳线的 2,3 脚短路，使VCO 控制电压处于 0.5VCC，W2 置于中点。通过自耦调压器将高压输入调节在 30VAC。用万用表交流电流档监测高压输入电流，同时用示波器监测槽路部分J3 接口电压，缓慢调节 PLL 板的 W1，使 J3 电压为标准正弦波。此时，电流表的示数也为最大值。这时谐振频率与VCO 中心频率基本相等。谐振时
21、的波形如下列图，电流波形标准正弦波，与驱动波形滞后200nS 左右。4.PLL 锁定调整。将PLL 板 JP1 跳线的 1,2 脚短路，使 VCO 的电压控制权转交给鉴相滤波网络。保持高压输入为30VAC，用示波器监测槽路部分 J3 接口电压波形形状和频率。此时用改锥在一圈范围内调整W1，假设示波器波形频率保持不变，形状仍然为良好的正弦波。则表示电路已近稳定入锁，如果无法锁定，交换槽路部分 J1 的接线再重复上述步骤。当看到电路锁定后，在加热线圈中放入螺丝刀杆，这时因为有较大的等效负载阻抗，波形幅度下降，但仍然保持良好的正弦波。如果此时失锁，可微调 W1 保持锁定。5.电流滞后角调整。电路锁定后，用示波器同时监测槽路部分J3 接口电压以及 PLL 板 GDT2或 GDT1接口电压，缓慢调节 W2，使电流波形正弦波稍微落后于驱动电压波形，此时全桥负载呈弱感性，并进入ZVS 状态。6.工件加热测试，上述步骤均成功后，即可开始加热工件。先放入工件，用万用表电流档监测高压电流。缓慢提升自耦调压器输出电压，可以看到工件开始发热，应保证 220VAC高压下，电流小于 15A。这时功率到达 2500W。当加热体积较大的工件时，因为等效阻抗大，须将槽路部分S1 切换至下方触点。至此，整个感应加热电路调试完毕。开始感受高温体验吧。