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1、传播优秀Word 版文档 ，期望对您有帮助，可双击去除！吉林大学学士学位论文设计承诺书本人严峻承诺：所呈交的学士学位毕业论文设计，是本人在指导教师的指导下，独立进展试验、设计、调研等工作根底上取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文设计不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的作品成果。对本人试验或设计中做出重要奉献的个人或集体， 均已在文中以明确的方式注明。本人完全意识到本承诺书的法律结果由本人担当。学士学位论文设计作者签名：年月日1 / 48摘要本文在分析造成电网谐波污染缘由的根底上，依据设计指标提出 的 220V 沟通输入，直流电压 400V /200W 的输出要求，设计了单相有源功
2、率因数校正电路。该电路由功率变换电路、掌握电路和关心电源 电路组成。通过对升压式、降压式、升降压式和反激式拓扑的工作原 理进展分析比较，选取升压拓扑作为功率变换电路，以保证较高的电 源效率和功率因数；掌握电路选取具有电压反响和电流反响的双反响 环集成芯片 UC3854，以保证稳定的输出电压和与输入电压同相位、正弦化的输入电流波形；关心电源电路承受磁集成技术，将电感和变压 器集中在一个磁芯设计，到达了削减本钱、缩小体积的目的。经测试， 在 220V 沟通输入的条件下，本文设计的电路可供给 400V 直流电压、200W 功率输出，输入电流和电压相位一样，谐波失真率低，且功率因数在 0.95 以上。
3、长时间工作后，输出电压和输入电流保持稳定，器件温升不超过 50，满足设计指标要求，实现了功率因数校正的目的。关键词 功率因数 Boost乘法器 UC3854AbstractThis paper analyses the reasons of harmonic pollution. According to the design requirements of the 200W output power, output 400V DC and 220V ACinputrequirements,designasingle-phaseactivepowerfactor correction circ
4、uit. The circuit consists of power conversion circuit, control circuit and auxiliary power circuit. By analyzing and comparing the work principles of the boost, buck, buck-boost and flyback topology, we choose the boost circuit topology.In order to guarantee the power efficiency and high power facto
5、r, control circuit selects the integrated chip UC3854 with double feedback loops of the voltage feedback and current feedback in order to guarantee a stable output voltage and sinusoidal input current waveform that phase with the input voltage. Auxiliary power supply circuit adopts the technology of
6、 integrated magnetic. Inductor and transformer focus on a core design, reducing the cost and volume . After testing, with the 220V AC input condition, this design can provide 400V DC voltage, 200W power output, input current and voltage phase same, low distortion rate of harmonic, and the power fact
7、or above 0.95. After long time work, the output voltage and input current are stable, and the temperature rise of devices is below 50 , meeting the requirements of design and thepurposes of power factor correction.Keywords: Power Factor; Boost; Multiplier; UC3854名目1 绪论11.1 课题争论的背景和意义11.2 开关电源的功率因数校正
8、11.3 本课题争论内容42 单相有源功率因数校正电路方案选择52.1 单相有源功率因数校正电路总体构造52.2 单相有源功率因数校正电路拓扑选择与比较62.3 连续模式和不连续模式下 Boost 电路比照83 功率变换电路参数设计113.1 Boost 输出电感L 的选择113.2 Boost 电感器的制作123.3 Boost 输出电容的选择143.4 功率开关管与整流二极管的选择164 掌握电路参数设计184.1 功率因数校正芯片 UC3854184.2 UC3854 实现输入电网电流的正弦化194.3 UC3854 乘法器的设定214.3.1 前馈电压信号 VRMS224.3.2 电压
9、误差放大输出 VAOUT234.3.3 乘法器输入电流 IAC234.4 UC3854 芯片掌握电源输出功率244.5 Boost 电路开关频率的选择254.6 电流误差放大器的补偿264.7 UC3854 的峰值电流掌握285 关心电源参数设计305.1 磁集成技术305.2 18V 三极管串联稳压电路306 测试结果分析326.1 测试指标与测试方法326.2 电感和输出结果测试326.3 关键波形测试与分析33总结35参考文献361 绪论1.1 课题争论的背景和意义以开关电源为代表的各种电力电子设备为我国工业生产和社会生 活的进展做出了巨大奉献，但是广泛应用于电力电子设备中的不行控 二极
10、管整流器，使电源线上产生脉冲电流，导致输入电流不是正弦波， 含有很高的谐波重量，结果是使输入电流流过线路阻抗时产生谐波压 降，谐波压降的产生使正弦波电网电压波动进而产生畸变，最终电能 质量下降，污染了电网1。随着谐波电流污染的日益加重，电网的质量已经不能得到保证，国际电工委员会( IEC) 1998 年制定了 IEC61000-3-2 标准，功率因数校正电路也越来越受到人们的重视。功率因数校正电路PFC分为有源和无源两种，无源功率因数校正电路通过增加电感、电容等无源器件抑制脉冲电流，提高功率因数，但是这种方法功率因数只能校正到 0.8 左右，谐波抑制在 50%左右。而有源功率因数校正电路不仅体
11、积小，同时还能够将功率因数提高接近 1，并保持直流输出电压的恒定。在地球物理探测仪器中，有源功率因数校正电路的应用能够极大的减小发电机输出电流的脉动，提高发电机的牢靠性；减缓AC-DC 电源内的大电容的充电电流脉动，提高电源稳定性；使发电机能够在满载功率下工作，从而减小发电机的容量。1.2 开关电源的功率因数校正功率因数一词是来自于根本的沟通电路原理。当正弦沟通电源给感性或者容性负载供电时，负载电流虽然也是正弦的，但是与输入电压相比会滞后或者超前肯定的角度。实际上传递到负载的功率只有 ViIisin。只有与负载两端的电压同相位的输入电流重量 Iicos 向负载供给功率，功率因数定义为cos。在
12、开关电源领域，任何电路构造能够使输入电网电流非正弦化或使输入电流产生谐波都会降低电路的功率因数进而产生功率损耗。由于与负载两端电压垂直的输入电流重量Iisin不能够向负载供给功率，而是在输入电源内部和输入线路电阻上将功率消耗2。对于在桥式整流器后面接入电容滤波的开关电源，会造成输入电 网电流的上升沿和下降沿都很陡的窄脉冲。这些脉冲的有效值会很高， 不仅消耗功率还会产生很多的电磁干扰问题。以沟通电路原理术语来 说，这种电源功率因数较低。功率因数校正电路的作用就是要消退这 种输入电网电流尖峰，从而使输入电流正弦化并且和输入电压同相位， 最终得到一个比沟通输入电压峰值略高的稳定直流电压输出。由图 1
13、.1a和图 1.1b可知，假设没有滤波电容 Co 并且负载为纯阻性，那么输出电压 Vo 将会是正弦半波 ABXCDYEF，从整流器出来的电流和输入端吸取的电网电流也将会是一样的正弦半波，并且与正弦输入电压同相位，功率因数是 1。假设将输入电压和电流的有效值定为 Vi 和 Ii，那么输入功率和输出功率可以表示为 ViIi。像 ABXCDYEF图 1.1b这样的正弦半波输出电压在很多场合都不适用。由于整流器的目的是将沟通输入电压变换成纹波尽量小的直流电压，也正是由于如此，我们才接入电容 Co 用来产生波形ABCDEF。从而产生比较高的直流电压重量在B 和 C 或 D 和 E 的中间和较低的 B-C
14、 或 C-D 的峰峰值纹波。由于在 B 和 C 或 D 和 E 之间，全部的整流二极管都会被反偏，不会有电网电流流过，负载的电流由电容 Co 供给。在 A、C 和 E 时刻，上升的输入电压会使整流二极管正向导通，此时电网电流流经负载并且给电容充电，以补偿其单独给负载供电所损失的电荷。VACCoVoa带C 负载时，V 曲线为ABCDEFBoo D不带C 负载时，V 曲线为ABXCDYEFooFACEXYb负载为Co时，电网输入电流c图 1.1(a)和(b)输入桥式整流器后面接电容滤波器和不接电容滤波器的电压波形，(c)连接电容Co时的输入电网电流波形在选用适宜的滤波电容 Co 时，电网电流波形如
15、图 1.1c所示，它是每个正弦半波输入电压前端的一系列的电流窄脉冲。滤波电容值 越大，输入电流的脉冲宽度则越窄，上升和下降时间更短，峰值更高， 有效值更大。功率因数校正技术的目的就是为了消退这窄而陡的电网电流脉冲。由于这些电流会引起频射干扰RFI问题，更为严峻的是，它的 有效值比负载所需要输出功率要大，这就造成了滤波电容的温升提高从而降低了其牢靠性3。1.3 本课题争论内容本课题的主要目的在于设计单相有源功率因数校正电路电源模 块。依据最终输出的构造参数，要求供电电源供给功率200W、电压400V 的直流输出。综上所述，本课题主要工作有：学习开关电源功率变换器拓扑与设计、电力电子技术计算机仿真
16、、磁集成电感器的设计方法以及 PCB 软件设计等学问，完成有源功率因数校正电路的设计，包括功率因数校正电路、PWM 掌握电路和功率变换器拓扑的设计与参数计算。预期目标为：供给能够进展功率因数校正功能的的 PCB 板制电源， 该电源的具体指标要求为：A、输入电压为 220V 沟通；B、输出电压为 400V 直流，功率 200W 以上；C、功率因数 0.95 以上，效率 80%以上。2 单相有源功率因数校正电路方案选择2.1 单相有源功率因数校正电路总体构造依据设计内容要求，220V 沟通电经过输入电路整流通过功率变换电路，转换为直流电。首先利用经典的脉宽调制技术(PWM)来调整输出功率的大小，为
17、负载所需要的功率。利用电路中电感能够储能的特性，通过掌握脉冲波宽度来调整开关管的导通时间，从而将沟通输入电压变换成一串电压脉冲波，最终利用电容和快恢复二极管将一系列的电压脉冲转换成稳定的直流输出电压。通过采样电路将输出电压与一个参考电压进展比较，然后产生的电压误差进展放大并反响至 PWM 掌握器。使用误差电压反响信号构成电压反响环来维持输出电压的恒定。当输出电压高于期望值时，误差电压反响信号会使得脉冲波宽度减小，降低输出电压，从而使输出电压保持稳定4。在有源功率因数校正电路中进展脉冲宽度调整的同时我们参加另外一个电路，构成电流反响环，调整来自沟通电源的输入电流保持正弦波形并与沟通输入电压同相位
18、。但是此时由整流后的沟通输入电压和输出直流电压的变化共同组成误差电压反响信号，最终误差电压反响信号传送到 PWM 掌握器，保持输出电压稳定。由上述内容可知整个电路构造中存在两个反响环，电流反响环调整输入电流与输入电压同相位，电压反响环保证输出电压为稳定的直流电压。单相有源功率因数校正电路的总体框图如图 2.1 所示。Uin整流器DC/DC变换器负载Iin波形信号电流检测驱动电路-电压误差放大器+乘法器沟通输入图 2.1 有源功率因数校正原理框图2.2 单相有源功率因数校正电路拓扑选择与比较方案一：降压式降压式拓扑中功率开关管需要承受的电压值较大，所以对开关管要求比较高，同时电路产生噪声干扰很大
19、，滤波困难，掌握电路的掌握信号不稳定，简洁产生误触发，因此很少被承受。方案二：升/降压式升/降压式拓扑本身就需要使用二个功率开关管进展能量的储存和释放，但是其中一个功率开关管的驱动掌握信号不稳定，简洁造成误触发，电路构造比较简单，在实际应用中较少承受5。方案三：反激式反激式拓扑输出端与输入端使用变压器进展隔离，可以任意选择输出电压的大小，对输入电流使用简洁的电压型掌握信号，承受固定占空比使电流固定跟随电压，一般常用于功率在 150W 以下的应用场合。方案四：升压式升压式boost拓扑中输入电流掌握方式承受简洁电流型掌握， 功率因数值比较高，总谐波失真 THD小，电路效率高。一般用于752023
20、W 功率范围的应用场合，实际应用中多数承受此类拓扑。Vin由于本文设计的校正电路预期输出功率为 200W 以上，输出电压到达 400V，结合各类拓扑的优缺点最终选择升压式 Boost 拓扑。单相有源功率因数校正电路 Boost 根本电路如图 2.2 所示6。IVinac LDVacQCORsTT校正后的IacRTTonon图 2.2 单相功率因数校正Boost 根本电路升压式拓扑具有以下优点：（1） 电路中的电感 L 能够满足主控芯片电流型掌握的要求。（2） 由于升压型有源功率因数校正电路的预调整作用在输出电容器 C上保持高电压，所以电容器 C 体积小、储能大。（3） 在整个沟通输入电压变化范
21、围内能保持很高的功率因数。（4） 输入电流工作在连续模式，并且在有源功率因数校正电路的开关瞬间输入电流小，不会产生尖峰，易于 EMI 滤波。（5） 升压电感 L 能够防止的主电路上电压、电流的突变，提高了电路工作牢靠性。2.3 连续模式和不连续模式下 Boost 电路比照Boost 变化器能够在连续模式和不连续模式下工作。在应用到功率因数校正电路中时，连续工作模式下的 Boost 拓扑更适用于产生相比照较平滑的、没有纹波的正弦输入电流，这一点从图2.3 也可以看出。图2.3 是在连续工作模式下恒定直流输入的 Boost 变化器的波形。连续模式和不连续模式下的 Boost 电路有很大差异。对于不
22、连续工作模式，电感 L 的取值比较小，能够产生一个斜率较大的输入电流给 Qdi/dt=Vin/L。当 Q 关断时，在电感 L 上存储的全部电流或能量便通过 D 传递给负载。由于 L 上的电感值比较小，所以通过 D 的电流下降斜率也比较大di/dt=(Vo-Vin)/L，而且 Q 在下一次导通之前 D 上的电流就已经下降到 0。因此输入电流在一个周期内是不连续的，电流值等于 Q 导通时流过 Q 的电流值与 Q 关断时流过 D 的电流值之和，它由上升和下降斜率很陡的电流，以及到下一个导通周期前的零值电流组成。对于图 2.3 所给出的连续工作模式下的 Boost 拓扑，电感 L 的取值会比较大。Q
23、的电流外形由直流阶梯加缓升斜坡组成，而 D 的电流下降斜率也比较小。最为重要的是，关断后直到下一次导通之间的电流值不为零。如图 2.3e所示，输入电流是电流 IQ 和 ID 之和。假设 L的值很大，电流变化的斜率很小，可以将输入电流在一个开关周期内看成是一个恒值 Iav，其峰峰值纹波I 很小，此时的输入功率为avVinI7。当输入为沟通时，Boost 变换器接在桥式整流器之后，如图 2.2 所示。VVTPBrefLVo+VVPWMOEAeaoVDin-PWMVQVcCORoVVea inbVtVea o(a)VPWMOb(b)TTononV (Q)bIavI(Q)(c) I(D)(d)IinI
24、(e)0A输入电压恒定时，不同直流负载电流下的I(Q)波形(f)图 2.3 恒定直流电压输入的连续工作模式下的Boost 变换器在输入正弦半波电压的任意时刻，通过 PWM 掌握器调整 Q 的导通时间，将瞬间电压值上升到所要求的直流输出电压值。对于幅值不同的输入正弦半波电压，通过直流电压误差放大器、PWM 掌握器和直流基准电压使用负反响环来调整 Q 的导通时间，最终获得一个比较恒定的直流电压输出。在整个正弦半波周期内，通过 RS 检测每一瞬时输入电流，使它的大小与瞬时输入的正弦半波电压大小成正比。在任意一个导通区间内， 电流流经 L、Q 和 RS 后返回桥式整流器的负端。随后的关断区间内，电流流
25、经 L、D 和 RO 及与 RO 并联的 CO，再经过 RS 返回桥式整流器的负端。通过选取 L 值较大的电感，可以使整个开关周期内电流纹波值很小。Q 的开关频率越高，RS 上就越可能消灭很多窄电流尖峰叠加状况， 如图 2.2 所示，叠加状况的严峻程度与开关频率有关，可能会产生电磁干扰问题，但是只要在 RS 两端并联一个很小的电容就可以解决。传播优秀Word 版文档 ，期望对您有帮助，可双击去除！3功率变换电路参数设计3.1 Boost 输出电感 L 的选择图 3.1 为功率变换电路 Boost 拓扑的原理图。DLVQoVCORinoVg图 3.1 Boost 拓扑构造图Boost 电感的选择
26、条件是必需满足正弦输入电压到达最大值时，电网的纹波电流最小并且符合要求。我们在输入功率最大、输入电压最小时选择电感，正弦波电流峰值 到达最大值8。纹波电流为 ，它是当 MOS 管导通到达最大时，即电感 L 上的电压 最小时的 L 的电流该变量。和用来表示电压有效值最小值和电流有效值最大值。(3. 1)(3. 2)且选择，则有传播优秀Word 版文档 ，期望对您有帮助，可双击去除！(3. 3)则由式 3.1 和式 3.3 可得(3. 4)现在(3. 5)设置大于10%VLx 是输入电压到达最大时正弦峰值，可得(3. 6)由于，取=90V，=250V，则由式 3.6 可得(3. 7)又由式 3.4
27、 和式 3.7 可得(3. 8)因此，当， 时，由式 3.8 可得(3. 9)传播优秀Word 版文档 ，期望对您有帮助，可双击去除！3.2 Boost 电感器的制作由式 3.9 可知计算电感量为 928H，应用时我们取整数值 L=1mH。由式 3.10 可以计算峰值电流(3. 10)取B=0.2T，j=5A/mm2(3. 11)按 AP 选择磁芯9，选用EE55 型磁芯，其外形如图3.2 所示，查阅磁芯参数手册可知其尺寸如表 3.1 所示10，查得有关参数为面积积AP=15.4698cm4，有效截面积 AC=3.54cm2，窗口面积 Wa=4.37cm2，绕组长度 G=F=3.8cm。图 3
28、-2EE 磁芯外形表 3.1EE55 型磁芯尺寸A(mm)B(mm)C(mm)D(mm)E(mm)F(mm)传播优秀Word 版文档 ，期望对您有帮助，可双击去除！555521401738计算空气隙长度(3. 12)电感匝数计算(3. 13)计算边缘磁通系数 F(3. 14)计算的绕组匝数 Nn，利用添入的边缘磁通系数 F(3. 15)确定导线规格，计算导线直径(3. 16)由计算结果我们选择裸线直径 1mm，带绝缘层后直径 1.15mm 的漆包线进展电感的绕制11。3.3 Boost 输出电容的选择如图 3.3，Boost 电容 CO 通常用于给半桥 DC/DC 变换器供电通常是 600W
29、以下半桥电路或者功率 600W 以上的全桥电路。由于正常的直流输出电压 VO 一般设计为比输入电压有效值 Vr 峰值最大时大10%。所以当 Vrx=250V 时，VO=1.11.41250=380V。由于不好调整这个电压值，需要电压误差放大器保持较低的带宽增益，才能改善负传播优秀Word 版文档 ，期望对您有帮助，可双击去除！载电流变化时它的响应。因此，当输入沟通电压为250V 时，我们设定输出电压的最小值 Von=370V。LDVo半桥DC/DC变换器QCoVomin=370VTmhu从今刻开头输入功率缺乏0VVmh=uDC/DC变化器可在保持时间内满足各项规定指标的最低电压，一般为300V
30、图 3.3 电容CO的选择必需满足规定的保持时间假设输入沟通电压突然断开，VO 最小时，期望 CO 值足够大，能够将输出电压保持为一个定值(Vmhu)。Vmhu 是能够将DC/DC 变换器的全部输出电压保持为设计规定值一段时间一般为 30ms的电压值。当 VO 从 Von 开头向 Vmhu 下降时，DC/DC 变换器增大导通时间， 用来保证变换器全部输出维持在规定值范围内。对大局部的变化器拓扑来说，VO 值下降幅度越大时需要的输出电容也就越大，但是假设 VO有比较大的输出压降就会导致 DC/DC 变换器的导通时间变大，甚至有可能到达半个开关周期的最大导通时间多数拓扑的最大导通时间只有半个开关周
31、期。一般将 Vmhu 值折中选择为比Von 小 60V80V，同时还要将拓扑的变换器次级电压设计的足够高，让它能够保证当 Vmhu 作为输入电压值时变换器的导通时间照旧可以到达半个开关周期的80%12。通过上述内容，由下式计算选择 CO传播优秀Word 版文档 ，期望对您有帮助，可双击去除！(3. 17)上式中，Iav 是 VO 从 VO 下降到 Vmhu 时输出的电流平均值。当变化器的输出功率为 PC，效率为EC 时(3. 18)因此，当 Vmhu=Von-70=370-70=300V 且 Tmhu=30ms 时，由式 3.17可以计算(3. 19)并且当 PC=250W，EC=0.85 时
32、，由式 3.18，3.19 可以计算(3. 20)(3. 21)在实际应用中选择耐压值 450V 的 470F 的电解电容器。同时我们需要留意，电容器CO 的选择，不仅必需要满足能够维持输出电压在期望值的时间，还要让电容器能够承受足够的额定纹波电流。流经 Boost 拓扑整流二极管的电流值由从直流负载流出的直流电流值和振幅相当于负载直流电流值的 120Hz 谐波重量组成。明显，整流二极管电流的直流重量流入负载，而剩下的 120Hz 谐波重量就流入了电容 CO13。当 PO=250W，VO=388V，效率为 85%且 Idc=250/(3880.85)=0.76A时，CO 额定纹波电流值的有效值
33、等于 0.7070.76=0.54A。传播优秀Word 版文档 ，期望对您有帮助，可双击去除！3.4 功率开关管与整流二极管的选择保证整个系统长时间稳定牢靠的运行是功率变换器选择功率开关管和整流二极管最重要的标准。原则是，功率开关管能够承受的最大电流值必需大于或等于电感电流峰值，最大电压值必需大于或者等于设计要求的输出电压值。整流二极管的额定电压值和电流值也必需满足上述要求。同时，整流二极管的响应时间必需要很短以减小开关切换开关状态时的损耗。在开关管导通而整流二极管尚未截止的瞬间， 开关管上流经的电流值为全部的负载电流与整流二极管反向恢复电流之和，此时所损耗的功率是相当巨大的，因此必需选择能够
34、快恢复的二极管以及能够承受顶峰值功率损耗的功率开关管。功率开关管与整流二极管在选择时还应保存肯定的功率降额，以便在应用环境不同时还能够有所选择。在本系统中，功率开关管选择型号为 FQPF10N60C，击穿电压为600V，额定电流为 10A 的 N 沟道场效应管。整流二极管选择型号为MUR1660，击穿电压为 600A，额定电流为 16A，反向恢复时间 50ns 的快恢复整流二极管14。4 掌握电路参数设计4.1 功率因数校正芯片 UC3854UC3854 是在功率因数校正电路领域开发最早、应用最为广泛的芯片之一，是这个领域芯片中的典型产品。图 4.1 给出了以这种芯片为核心的有源功率因数校正电
35、路原理图。Boost 变换器由晶体管 Q1、电感 L1、二极管 D1 和输出电容 CO 组成。电路的开关频率即为锯齿波电压发生器的工作频率FS=1.25/(R14Ct)，通过图腾柱输出Q2 和 Q3 开关管 Q1 导通以及关断。图 4.1 UC3854 构成的功率因数校正电路框图从对应的时钟脉冲将 FF 触发器置位开头计算导通时间。当 PWM 脉宽调制器同相输入端的锯齿波电压值比线性电流放大器 EA2 输出即3 脚电压高时，将FF 复位，导通截止。此时3 脚的电压是 RS 上的电压与 R2 上的电压的正向差分放大值。主电路就是利用 PWM 脉宽调制器掌握开关管的导通时间，通过电感的储能、放电，
36、最终利用大电容将桥式整流器输出的正弦半波电压升压并输出恒定的直流电压，同时也将电网的输入电流波形变成与输入电网电压同相位的正弦波。4.2 UC3854 实现输入电网电流的正弦化由图 4.2 所示，UC3854 的 5 脚输出电流是正向连续正弦半波，电流的幅值在任意时刻都将与 A 点的直流电压和输入到 6 脚的电流值成正比。而 UC3854 的 6 脚的输入电流是与桥式整流器输出的正弦半波电压同相位的正弦半波电流。所以，5 脚的输出电压曲线是与桥式整流器输出的正弦半波电压同相位的连续半波正弦曲线，幅值与误差放大器EA1 的输出电压成比例。由图 4.2 所示，在全部时刻，通过 RS 的压降从右到左
37、，图 4.2(c) 与 R2 的升压从左到右，图 4.2(b)近似相等，来实现输入电网电流的正弦化。RS 上流过的电流是经过整流后的输入电网电流。电流值的大小等于开关管导通时流经开关管的电流与开关管关断时流经整流二极管的电流之和。因此，当 RS 上的压降与 R2 上的升压相等时，输入电网电流是正弦半波并且与桥式整流器输出的正弦半波电压同相位。由图 4.2(c)、图4.2(d)和图 4.2(e)可知，由于拥有大电感 L 的 Boost 变换器工作在连续模式，因此一个开关周期内的纹波电流值较小。在半个开关周期中，由于 R2 上的电压是平滑的正弦半波电压，因此当 RS 上的压降等于R2 的升压的时候
38、，流经RS 的也会是平滑的正弦半波电流，并且只有很小的开关频率纹波值。在电网电压为 50Hz 的半周期里，RS 的压降跟踪 R2 的升压，但是R2 的电压变化值比RS 的压降略微大一些。这个差值就是瞬间误差电压， 如图 4.2 (d)所示，在半波周期里，这个电压差值是正值并且波形上凹。然后由同相电流误差放大器 EA2 放大并保持上凹的波形，如图 4.2(e)所示。 aVin bV R2 =5 脚电压电压的方向从左到右0V cV RS 电压的方向从左到右 dV-VR2RS0VXPYXPYT ,IT ,Ion ongT ,Ion ong e3脚对地电压on ongT ,shortonT ,Iono
39、ngT ,shorton传播优秀Word 版文档 ，期望对您有帮助，可双击去除！图 4.2 功率因数掌握芯片UC3854 的主要波形通过 PWM 比较器将 UC3854 的 3 脚电压和 UC3854 的 14 脚峰值 约为 5V 的三角波电压进展比较。如图 4.2(e)所示，在 X 点和 Y 点处， 较高的 3 脚电压与三角波电压相交的较晚，因此导通时间较长。在峰值点 P 点处，3 脚电压较低，与三角波电压相交的较早，导通时间较短。结合图 4.2(a)和图 4.2(e)，我们可以看出上凹的 UC3854 的 3 脚波形调整开关管在桥式整流器输出电压在正向过零点时的导通时间最大；然后，随着正弦
40、半波电压渐渐增加至其峰值，开关管的导通时间渐渐变短；当正弦半波电压经过峰值开头渐渐向负向过零点下降时，开关管 导通时间开头渐渐增大。由于 Boost 变化器输入-输出电压关系式为(4. 1)Ton 为开关管的导通时间，因此通过这种变化的导通时间将桥式整流器输出的正弦半波电压转换成 CO 两端恒定的直流电压输出15。4.3 UC3854 乘法器的设定乘法器是 UC3854 进展功率因数校正的核心。通过乘法器组成电流反响环路，从而调整电路得到一个比较高的功率因数，乘法器的输出是检测输入电流状况的一种方法16。通过整体设计的输入状况来进展乘法器外围电路的参数设计。乘法器的输入信号共有三路：输入电流
41、IACIC 的 6 脚、输入端前馈电压 VRMSIC 的 8 脚和电压误差放大器的输出电压 VAOUTIC 的 6 脚。用 IMUL 来表示乘法器的输出电流：(4. 2)传播优秀Word 版文档 ，期望对您有帮助，可双击去除！在这里 Km 是乘法器中的一个常数，值为 1。4.3.1 前馈电压信号 VRMSVRMS 是乘法器中三路输入中平方电路的输入，UC3854 平方电路正常工作时电压范围为 1.4V-4.5V，当反响电压信号大于 4.5V 时，芯片内部的钳制电路会将电压强制保持在 4.5V。输入电压 VRMS 的分压电路是由三个电阻(R14、R17、R19)和两个电容(C11、C12)组成，
42、他们构成了一个二阶的低通滤波器，滤波器的存在使得进入到 8 脚的前馈电压与整流后的半波输入电压的平均值成正比。半波输入电压的平均值约为其均方根值的 90%左右。当沟通输入电压的均方根值为 250V 时，其整流后的半波输入电压均方根值约为 225V，且其峰值电压约为 354V。但是VRMS 的分压电路必需满足两个直流条件。当输入线电压高时， VRMS 的值不能超过 4.5V。假设超过了 4.5V，会由于 VRMS 的值被钳制而使前馈电压失去它的作用。当输入线电压较低时，VRMS 的电压值要大于等于 1.414V。假设VRMS 的值小于 1.414V，UC3854 的内部电路有一个电流限制器，会将
43、乘法器的输出保持为定值。由于VRMS 的电压值不能为 0，因此在输入线电压最小时，VRMS 的值仍为 1.414V。因此 VRMS的分压电路的设计要求是当输入电压值较低时，VRMS 的值要大于等于1.414V；当输入电压值较高时，VRMS 的值要小于等于 4.5V。不过，当输入电压的变动范围比较大时，假设无法同时满足VRMS 最大值和最小值的要求时，宁可将VRMS 的电压值钳制在高电位，也不能使乘法器的输出钳制在低电位即不能将 VRMS 的电压值钳制在低电位。由于假设VRMS 的电压值被钳制在高电位，将会影响电压环路，但是对整个系统的影响不会很大，但是假设乘法器的输出电压被钳制，将会造成输入电流波形的严峻失真。传播优秀Word 版文档 ，期望对您有帮助，可双击去除！依据上述要求，我们选择R14=910k、R17=91 k、R19=20 k，当输入电压为沟通均方根值 250V 且直流平均电压值为 225V 时，VRMS 的最大值到达4.4V。当输入电压为沟通均方根90V 且直流平均电压为81V 时，VRMS 的最小值到达 1.59V。结合前面的设计要求，无论是在沟通输入电压的最大值和最小值时，VRMS 的值都满足需求。4.3.