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1、摘要本文在分析造成电网谐波污染原因的基础上，根据设计指标提出的220V交流输入，直流电压400V /200W的输出要求，设计了单相有源功率因数校正电路。该电路由功率变换电路、控制电路和辅助电源电路组成。通过对升压式、降压式、升降压式和反激式拓扑的工作原理进行分析比较，选取升压拓扑作为功率变换电路，以保证较高的电源效率和功率因数；控制电路选取具有电压反馈和电流反馈的双反馈环集成芯片UC3854，以保证稳定的输出电压和与输入电压同相位、正弦化的输入电流波形；辅助电源电路采用磁集成技术，将电感和变压器集中在一个磁芯设计，达到了减少成本、缩小体积的目的。经测试，在220V交流输入的条件下，本文设计的电
2、路可提供400V直流电压、200W功率输出，输入电流和电压相位相同，谐波失真率低，且功率因数在0.95以上。长时间工作后，输出电压和输入电流保持稳定，器件温升不超过50，满足设计指标要求，实现了功率因数校正的目的。关键词 功率因数 Boost 乘法器 UC3854AbstractThis paper analyses the reasons of harmonic pollution. According to the design requirements of the 200W output power, output 400V DC and 220V AC input requireme
3、nts, design a single-phase active power factor correction circuit. The circuit consists of power conversion circuit, control circuit and auxiliary power circuit. By analyzing and comparing the work principles of the boost, buck, buck-boost and flyback topology, we choose the boost circuit topology.
4、In order to guarantee the power efficiency and high power factor, control circuit selects the integrated chip UC3854 with double feedback loops of the voltage feedback and current feedback in order to guarantee a stable output voltage and sinusoidal input current waveform that phase with the input v
5、oltage. Auxiliary power supply circuit adopts the technology of integrated magnetic. Inductor and transformer focus on a core design, reducing the cost and volume . After testing, with the 220V AC input condition, this design can provide 400V DC voltage, 200W power output, input current and voltage
6、phase same, low distortion rate of harmonic, and the power factor above 0.95. After long time work, the output voltage and input current are stable, and the temperature rise of devices is below 50 , meeting the requirements of design and the purposes of power factor correction.Keywords: Power Factor
7、; Boost; Multiplier; UC3854目录1 绪论11.1 课题研究的背景和意义11.2 开关电源的功率因数校正11.3 本课题研究内容42 单相有源功率因数校正电路方案选择52.1 单相有源功率因数校正电路总体结构52.2 单相有源功率因数校正电路拓扑选择与比较62.3连续模式和不连续模式下Boost电路对比83 功率变换电路参数设计113.1 Boost输出电感L的选择113.2 Boost电感器的制作123.3 Boost输出电容的选择143.4 功率开关管与整流二极管的选择164 控制电路参数设计184.1 功率因数校正芯片UC3854184.2 UC3854实现输入电
8、网电流的正弦化194.3 UC3854乘法器的设定214.3.1前馈电压信号VRMS224.3.2电压误差放大输出VAOUT234.3.3乘法器输入电流IAC234.4 UC3854芯片控制电源输出功率244.5 Boost电路开关频率的选择254.6 电流误差放大器的补偿264.7 UC3854的峰值电流控制285 辅助电源参数设计305.1 磁集成技术305.2 18V三极管串联稳压电路306 测试结果分析326.1 测试指标与测试方法326.2 电感和输出结果测试326.3 关键波形测试与分析33总结35参考文献361 绪论1.1 课题研究的背景和意义以开关电源为代表的各种电力电子设备为
9、我国工业生产和社会生活的发展做出了巨大贡献，但是广泛应用于电力电子设备中的不可控二极管整流器，使电源线上产生脉冲电流，导致输入电流不是正弦波，含有很高的谐波分量，结果是使输入电流流过线路阻抗时产生谐波压降，谐波压降的产生使正弦波电网电压波动进而产生畸变，最终电能质量下降，污染了电网。随着谐波电流污染的日益加重，电网的质量已经不能得到保证，国际电工委员会( IEC) 1998年制定了IEC61000-3-2标准，功率因数校正电路也越来越受到人们的重视。功率因数校正电路（PFC）分为有源和无源两种，无源功率因数校正电路通过增加电感、电容等无源器件抑制脉冲电流，提高功率因数，但是这种方法功率因数只能
10、校正到0.8左右，谐波抑制在50%左右。而有源功率因数校正电路不仅体积小，同时还能够将功率因数提高接近1，并保持直流输出电压的恒定。在地球物理探测仪器中，有源功率因数校正电路的应用能够极大的减小发电机输出电流的脉动，提高发电机的可靠性；减缓AC-DC电源内的大电容的充电电流脉动，提高电源稳定性；使发电机能够在满载功率下工作，从而减小发电机的容量。1.2 开关电源的功率因数校正功率因数一词是来自于基本的交流电路原理。当正弦交流电源给感性或者容性负载供电时，负载电流虽然也是正弦的，但是与输入电压相比会滞后或者超前一定的角度。实际上传递到负载的功率只有ViIisin。只有与负载两端的电压同相位的输入
11、电流分量Iicos向负载提供功率，功率因数定义为cos。在开关电源领域，任何电路结构能够使输入电网电流非正弦化或使输入电流产生谐波都会降低电路的功率因数进而产生功率损耗。因为与负载两端电压垂直的输入电流分量（Iisin）不能够向负载提供功率，而是在输入电源内部和输入线路电阻上将功率消耗。对于在桥式整流器后面接入电容滤波的开关电源，会造成输入电网电流的上升沿和下降沿都很陡的窄脉冲。这些脉冲的有效值会很高，不仅消耗功率还会产生很多的电磁干扰问题。以交流电路原理术语来说，这种电源功率因数较低。功率因数校正电路的作用就是要消除这种输入电网电流尖峰，从而使输入电流正弦化并且和输入电压同相位，最终得到一个
12、比交流输入电压峰值略高的稳定直流电压输出。由图1.1（a）和图1.1（b）可知，如果没有滤波电容Co并且负载为纯阻性，那么输出电压Vo将会是正弦半波ABXCDYEF，从整流器出来的电流和输入端吸收的电网电流也将会是相同的正弦半波，并且与正弦输入电压同相位，功率因数是1。如果将输入电压和电流的有效值定为Vi和Ii，那么输入功率和输出功率可以表示为ViIi。像ABXCDYEF（图1.1（b）这样的正弦半波输出电压在很多场合都不适用。因为整流器的目的是将交流输入电压变换成纹波尽量小的直流电压，也正是因为如此，我们才接入电容Co用来产生波形ABCDEF。从而产生比较高的直流电压分量（在B和C或D和E的
13、中间）和较低的B-C或C-D的峰峰值纹波。因为在B和C或D和E之间，所有的整流二极管都会被反偏，不会有电网电流流过，负载的电流由电容Co提供。在A、C和E时刻，上升的输入电压会使整流二极管正向导通，此时电网电流流经负载并且给电容充电，以补偿其单独给负载供电所损失的电荷。图1.1 (a)和(b)输入桥式整流器后面接电容滤波器和不接电容滤波器的电 压波形，(c)连接电容Co时的输入电网电流波形在选用合适的滤波电容Co时，电网电流波形如图1.1（c）所示，它是每个正弦半波输入电压前端的一系列的电流窄脉冲。滤波电容值越大，输入电流的脉冲宽度则越窄，上升和下降时间更短，峰值更高，有效值更大。功率因数校正
14、技术的目的就是为了消除这窄而陡的电网电流脉冲。因为这些电流会引起频射干扰（RFI）问题，更为严重的是，它的有效值比负载所需要输出功率要大，这就造成了滤波电容的温升提高从而降低了其可靠性。1.3 本课题研究内容本课题的主要目的在于设计单相有源功率因数校正电路电源模块。根据最终输出的结构参数，要求供电电源提供功率200W、电压400V的直流输出。综上所述，本课题主要工作有：学习开关电源功率变换器拓扑与设计、电力电子技术计算机仿真、磁集成电感器的设计方法以及PCB软件设计等知识，完成有源功率因数校正电路的设计，包括功率因数校正电路、PWM控制电路和功率变换器拓扑的设计与参数计算。预期目标为：提供能够
15、进行功率因数校正功能的的PCB板制电源，该电源的具体指标要求为：A、输入电压为220V交流；B、输出电压为400V直流，功率200W以上；C、功率因数0.95以上，效率80%以上。2 单相有源功率因数校正电路方案选择2.1 单相有源功率因数校正电路总体结构根据设计内容要求，220V交流电经过输入电路整流通过功率变换电路，转换为直流电。首先利用经典的脉宽调制技术(PWM)来调整输出功率的大小，为负载所需要的功率。利用电路中电感能够储能的特性，通过控制脉冲波宽度来调整开关管的导通时间，从而将交流输入电压变换成一串电压脉冲波，最后利用电容和快恢复二极管将一系列的电压脉冲转换成稳定的直流输出电压。通过
16、采样电路将输出电压与一个参考电压进行比较，然后产生的电压误差进行放大并反馈至PWM控制器。使用误差电压反馈信号构成电压反馈环来维持输出电压的恒定。当输出电压高于期望值时，误差电压反馈信号会使得脉冲波宽度减小，降低输出电压，从而使输出电压保持稳定。在有源功率因数校正电路中进行脉冲宽度调节的同时我们加入另外一个电路，构成电流反馈环，调节来自交流电源的输入电流保持正弦波形并与交流输入电压同相位。但是此时由整流后的交流输入电压和输出直流电压的变化共同组成误差电压反馈信号，最后误差电压反馈信号传送到PWM控制器，保持输出电压稳定。由上述内容可知整个电路结构中存在两个反馈环，电流反馈环调节输入电流与输入电
17、压同相位，电压反馈环保证输出电压为稳定的直流电压。单相有源功率因数校正电路的总体框图如图2.1所示。图2.1 有源功率因数校正原理框图2.2 单相有源功率因数校正电路拓扑选择与比较 方案一：降压式降压式拓扑中功率开关管需要承受的电压值较大，所以对开关管要求比较高，同时电路产生噪声干扰很大，滤波困难，控制电路的控制信号不稳定，容易产生误触发，因此很少被采用。方案二：升/降压式 升/降压式拓扑本身就需要使用二个功率开关管进行能量的储存和释放，但是其中一个功率开关管的驱动控制信号不稳定，容易造成误触发，电路结构比较复杂，在实际应用中较少采用。方案三：反激式 反激式拓扑输出端与输入端使用变压器进行隔离
18、，可以任意选择输出电压的大小，对输入电流使用简单的电压型控制信号，采用固定占空比使电流固定跟随电压，一般常用于功率在150W 以下的应用场合。方案四：升压式升压式（boost）拓扑中输入电流控制方式采用简单电流型控制，功率因数值比较高，总谐波失真（THD）小，电路效率高。一般用于 752000W 功率范围的应用场合，实际应用中多数采用此类拓扑。由于本文设计的校正电路预期输出功率为200W以上，输出电压达到400V，结合各类拓扑的优缺点最终选择升压式Boost拓扑。单相有源功率因数校正电路Boost基本电路如图2.2所示。图2.2 单相功率因数校正Boost基本电路升压式拓扑具有以下优点： （1
19、）电路中的电感 L 能够满足主控芯片电流型控制的要求。 （2）由于升压型有源功率因数校正电路的预调整作用在输出电容器 C上保持高电压，所以电容器 C 体积小、储能大。 （3）在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数。 （4）输入电流工作在连续模式，并且在有源功率因数校正电路的开关瞬间输入电流小，不会产生尖峰，易于 EMI 滤波。 （5）升压电感 L 能够防止的主电路上电压、电流的突变，提高了电路工作可靠性。2.3连续模式和不连续模式下Boost电路对比Boost变化器能够在连续模式和不连续模式下工作。在应用到功率因数校正电路中时，连续工作模式下的Boost拓扑更适用于产生相对比较平滑的
20、、没有纹波的正弦输入电流，这一点从图2.3也可以看出。图2.3是在连续工作模式下恒定直流输入的Boost变化器的波形。连续模式和不连续模式下的Boost电路有很大差别。对于不连续工作模式，电感L的取值比较小，能够产生一个斜率较大的输入电流给Q（di/dt=Vin/L）。当Q关断时，在电感L上存储的所有电流或能量便通过D传递给负载。因为L上的电感值比较小，所以通过D的电流下降斜率也比较大di/dt=(Vo-Vin)/L，而且Q在下一次导通之前D上的电流就已经下降到0。因此输入电流在一个周期内是不连续的，电流值等于Q导通时流过Q的电流值与Q关断时流过D的电流值之和，它由上升和下降斜率很陡的电流，以
21、及到下一个导通周期前的零值电流组成。对于图2.3所给出的连续工作模式下的Boost拓扑，电感L的取值会比较大。Q的电流形状由直流阶梯加缓升斜坡组成，而D的电流下降斜率也比较小。最为重要的是，关断后直到下一次导通之间的电流值不为零。如图2.3（e）所示，输入电流是电流IQ和ID之和。如果L的值很大，电流变化的斜率很小，可以将输入电流在一个开关周期内 看成是一个恒值Iav，其峰峰值纹波I很小，此时的输入功率为VinIav。当输入为交流时，Boost变换器接在桥式整流器之后，如图2.2所示。图2.3 恒定直流电压输入的连续工作模式下的Boost变换器在输入正弦半波电压的任意时刻，通过PWM控制器调节
22、Q的导通时间，将瞬间电压值升高到所要求的直流输出电压值。对于幅值不同的输入正弦半波电压，通过直流电压误差放大器、PWM控制器和直流基准电压使用负反馈环来调节Q的导通时间，最终获得一个比较恒定的直流电压输出。在整个正弦半波周期内，通过RS检测每一瞬时输入电流，使它的大小与瞬时输入的正弦半波电压大小成正比。在任意一个导通区间内，电流流经L、Q和RS后返回桥式整流器的负端。随后的关断区间内，电流流经L、D和RO及与RO并联的CO，再经过RS返回桥式整流器的负端。通过选取L值较大的电感，可以使整个开关周期内电流纹波值很小。Q的开关频率越高，RS上就越可能出现很多窄电流尖峰叠加情况，如图2.2所示，叠加
23、情况的严重程度与开关频率有关，可能会产生电磁干扰问题，但是只要在RS两端并联一个很小的电容就可以解决。3 功率变换电路参数设计3.1 Boost输出电感L的选择 图3.1为功率变换电路Boost拓扑的原理图。图3.1 Boost拓扑结构图 Boost电感的选择条件是必须满足正弦输入电压到达最大值时，电网的纹波电流最小并且符合要求。我们在输入功率最大、输入电压最小时选择电感，正弦波电流峰值达到最大值。纹波电流为，它是当MOS管导通达到最大时，即电感L上的电压最小时的L的电流该变量。和用来表示电压有效值最小值和电流有效值最大值。(3. 1) (3. 2)且选择，则有(3. 3)则由式3.1和式3.
24、3可得(3. 4)现在(3. 5)设置大于10%（VLx是输入电压达到最大时正弦峰值），可得(3. 6)由于，取=90V，=250V，则由式3.6可得(3. 7)又由式3.4和式3.7可得(3. 8)因此，当，时，由式3.8可得(3. 9)3.2 Boost电感器的制作由式3.9可知计算电感量为928H，应用时我们取整数值L=1mH。由式3.10可以计算峰值电流(3. 10)取B=0.2T，j=5A/mm2(3. 11)按AP选择磁芯，选用EE55型磁芯，其外形如图3.2所示，查阅磁芯参数手册可知其尺寸如表3.1所示，查得有关参数为面积积AP=15.4698cm4，有效截面积AC=3.54cm
25、2，窗口面积Wa=4.37cm2，绕组长度G=F=3.8cm。图3-2EE磁芯外形表3.1 EE55型磁芯尺寸A(mm)B(mm)C(mm)D(mm)E(mm)F(mm)555521401738计算空气隙长度(3. 12)电感匝数计算(3. 13)计算边缘磁通系数F(3. 14)计算新的绕组匝数Nn，利用添入的边缘磁通系数F(3. 15)确定导线规格，计算导线直径(3. 16)由计算结果我们选择裸线直径1mm，带绝缘层后直径1.15mm的漆包线进行电感的绕制。3.3 Boost输出电容的选择 如图3.3，Boost电容CO通常用于给半桥DC/DC变换器供电（通常是600W以下半桥电路或者功率6
26、00W以上的全桥电路）。由于正常的直流输出电压VO一般设计为比输入电压有效值Vr峰值最大时大10%。所以当Vrx=250V时，VO=1.11.41250=380V。由于不好调节这个电压值，需要电压误差放大器保持较低的带宽增益，才能改善负载电流变化时它的响应。因此，当输入交流电压为250V时，我们设定输出电压的最小值Von=370V。图3.3 电容CO的选择必须满足规定的保持时间假设输入交流电压突然断开，VO最小时，希望 CO值足够大，能够将输出电压保持为一个定值(Vmhu)。Vmhu是能够将DC/DC变换器的所有输出电压保持为设计规定值一段时间（一般为30ms）的电压值。当VO从Von开始向V
27、mhu下降时，DC/DC变换器增大导通时间，用来保证变换器所有输出维持在规定值范围内。对大部分的变化器拓扑来说，VO值下降幅度越大时需要的输出电容也就越大，但是如果VO有比较大的输出压降就会导致DC/DC变换器的导通时间变大，甚至有可能达到半个开关周期的最大导通时间（多数拓扑的最大导通时间只有半个开关周期）。一般将Vmhu值折中选择为比Von小60V80V，同时还要将拓扑的变换器次级电压设计的足够高，让它能够保证当Vmhu作为输入电压值时变换器的导通时间依旧可以达到半个开关周期的80%。通过上述内容，由下式计算选择CO(3. 17)上式中，Iav是VO从VO下降到Vmhu时输出的电流平均值。当
28、变化器的输出功率为PC，效率为EC时(3. 18)因此，当Vmhu=Von-70=370-70=300V且Tmhu=30ms时，由式3.17可以计算(3. 19)并且当PC=250W，EC=0.85时，由式3.18，3.19可以计算(3. 20)(3. 21)在实际应用中选择耐压值450V的470F的电解电容器。同时我们需要注意，电容器CO的选择，不仅必须要满足能够维持输出电压在期望值的时间，还要让电容器能够承受足够的额定纹波电流。流经Boost拓扑整流二极管的电流值由从直流负载流出的直流电流值和振幅相当于负载直流电流值的120Hz谐波分量组成。显然，整流二极管电流的直流分量流入负载，而剩下的
29、120Hz谐波分量就流入了电容CO。当PO=250W，VO=388V，效率为85%且Idc=250/(3880.85)=0.76A时，CO额定纹波电流值的有效值等于0.7070.76=0.54A。3.4 功率开关管与整流二极管的选择保证整个系统长时间稳定可靠的运行是功率变换器选择功率开关管和整流二极管最重要的标准。原则是，功率开关管能够承受的最大电流值必须大于或等于电感电流峰值，最大电压值必须大于或者等于设计要求的输出电压值。整流二极管的额定电压值和电流值也必须满足上述要求。同时，整流二极管的响应时间必须要很短以减小开关切换开关状态时的损耗。在开关管导通而整流二极管尚未截止的瞬间，开关管上流经
30、的电流值为全部的负载电流与整流二极管反向恢复电流之和，此时所损耗的功率是相当巨大的，因此必须选择能够快恢复的二极管以及能够承受高峰值功率损耗的功率开关管。功率开关管与整流二极管在选择时还应保留一定的功率降额，以便在应用环境不同时还能够有所选择。在本系统中，功率开关管选择型号为FQPF10N60C，击穿电压为600V，额定电流为10A的N沟道场效应管。整流二极管选择型号为MUR1660，击穿电压为600A，额定电流为16A，反向恢复时间50ns的快恢复整流二极管。4 控制电路参数设计4.1 功率因数校正芯片UC3854UC3854是在功率因数校正电路领域开发最早、应用最为广泛的芯片之一，是这个领
31、域芯片中的典型产品。图4.1给出了以这种芯片为核心的有源功率因数校正电路原理图。Boost变换器由晶体管Q1、电感L1、二极管D1和输出电容CO组成。电路的开关频率即为锯齿波电压发生器的工作频率FS=1.25/(R14Ct)，通过图腾柱输出Q2和Q3开关管Q1导通以及关断。图4.1 UC3854构成的功率因数校正电路框图从对应的时钟脉冲将FF触发器置位开始计算导通时间。当PWM脉宽调制器同相输入端的锯齿波电压值比线性电流放大器EA2输出即3脚电压高时，将FF复位，导通截止。此时3脚的电压是RS上的电压与R2上的电压的正向差分放大值。主电路就是利用PWM脉宽调制器控制开关管的导通时间，通过电感的
32、储能、放电，最终利用大电容将桥式整流器输出的正弦半波电压升压并输出恒定的直流电压，同时也将电网的输入电流波形变成与输入电网电压同相位的正弦波。4.2 UC3854实现输入电网电流的正弦化由图4.2所示，UC3854的5脚输出电流是正向连续正弦半波，电流的幅值在任意时刻都将与A点的直流电压和输入到6脚的电流值成正比。而UC3854的6脚的输入电流是与桥式整流器输出的正弦半波电压同相位的正弦半波电流。所以，5脚的输出电压曲线是与桥式整流器输出的正弦半波电压同相位的连续半波正弦曲线，幅值与误差放大器EA1的输出电压成比例。由图4.2所示，在所有时刻，通过RS的压降（从右到左，图4.2(c)）与R2的
33、升压（从左到右，图4.2(b)）近似相等，来实现输入电网电流的正弦化。RS上流过的电流是经过整流后的输入电网电流。电流值的大小等于开关管导通时流经开关管的电流与开关管关断时流经整流二极管的电流之和。因此，当RS上的压降与R2上的升压相等时，输入电网电流是正弦半波并且与桥式整流器输出的正弦半波电压同相位。由图4.2(c)、图4.2(d)和图4.2(e)可知，由于拥有大电感L的Boost变换器工作在连续模式，因此一个开关周期内的纹波电流值较小。在半个开关周期中，因为R2上的电压是平滑的正弦半波电压，因此当RS上的压降等于R2的升压的时候，流经RS的也会是平滑的正弦半波电流，并且只有很小的开关频率纹
34、波值。在电网电压为50Hz的半周期里，RS的压降跟踪R2的升压，但是R2的电压变化值比RS的压降稍微大一些。这个差值就是瞬间误差电压，如图4.2 (d)所示，在半波周期里，这个电压差值是正值并且波形上凹。然后由同相电流误差放大器EA2放大并保持上凹的波形，如图4.2(e)所示。图4.2 功率因数控制芯片UC3854的主要波形通过PWM比较器将UC3854的3脚电压和UC3854的14脚峰值约为5V的三角波电压进行比较。如图4.2(e)所示，在X点和Y点处，较高的3脚电压与三角波电压相交的较晚，因此导通时间较长。在峰值点P点处，3脚电压较低，与三角波电压相交的较早，导通时间较短。结合图4.2(a
35、)和图4.2(e)，我们可以看出上凹的UC3854的3脚波形调节开关管在桥式整流器输出电压在正向过零点时的导通时间最大；然后，随着正弦半波电压逐渐增加至其峰值，开关管的导通时间逐渐变短；当正弦半波电压经过峰值开始逐渐向负向过零点下降时，开关管导通时间开始逐渐增大。由于Boost变化器输入-输出电压关系式为(4. 1)Ton为开关管的导通时间，因此通过这种变化的导通时间将桥式整流器输出的正弦半波电压转换成CO两端恒定的直流电压输出。4.3 UC3854乘法器的设定乘法器是UC3854进行功率因数校正的核心。通过乘法器组成电流反馈环路，从而调节电路得到一个比较高的功率因数，乘法器的输出是检测输入电
36、流状况的一种方法。通过整体设计的输入情况来进行乘法器外围电路的参数设计。乘法器的输入信号共有三路：输入电流IAC（IC的6脚）、输入端前馈电压VRMS（IC的8脚）和电压误差放大器的输出电压VAOUT（IC的6脚）。用IMUL来表示乘法器的输出电流：(4. 2)在这里Km是乘法器中的一个常数，值为1。4.3.1前馈电压信号VRMSVRMS是乘法器中三路输入中平方电路的输入，UC3854平方电路正常工作时电压范围为1.4V-4.5V，当反馈电压信号大于4.5V时，芯片内部的钳制电路会将电压强制保持在4.5V。输入电压VRMS的分压电路是由三个电阻(R14、R17、R19)和两个电容(C11、C1
37、2)组成，他们构成了一个二阶的低通滤波器，滤波器的存在使得进入到8脚的前馈电压与整流后的半波输入电压的平均值成正比。半波输入电压的平均值约为其均方根值的90%左右。当交流输入电压的均方根值为250V时，其整流后的半波输入电压均方根值约为225V，且其峰值电压约为354V。但是VRMS的分压电路必须满足两个直流条件。当输入线电压高时，VRMS的值不能超过4.5V。如果超过了4.5V，会因为VRMS的值被钳制而使前馈电压失去它的作用。当输入线电压较低时，VRMS的电压值要大于等于1.414V。如果VRMS的值小于1.414V，UC3854的内部电路有一个电流限制器，会将乘法器的输出保持为定值。由于
38、VRMS的电压值不能为0，因此在输入线电压最小时，VRMS的值仍为1.414V。因此VRMS的分压电路的设计要求是当输入电压值较低时，VRMS的值要大于等于1.414V；当输入电压值较高时，VRMS的值要小于等于4.5V。不过，当输入电压的变动范围比较大时，如果无法同时满足VRMS最大值和最小值的要求时，宁可将VRMS的电压值钳制在高电位，也不能使乘法器的输出钳制在低电位即不能将VRMS的电压值钳制在低电位。因为如果VRMS的电压值被钳制在高电位，将会影响电压环路，但是对整个系统的影响不会很大，但是如果乘法器的输出电压被钳制，将会造成输入电流波形的严重失真。根据上述要求，我们选择R14=910
39、k、R17=91 k、R19=20 k，当输入电压为交流均方根值250V且直流平均电压值为225V时，VRMS的最大值达到4.4V。当输入电压为交流均方根90V且直流平均电压为81V时，VRMS的最小值达到1.59V。结合前面的设计要求，无论是在交流输入电压的最大值和最小值时，VRMS的值都满足需求。4.3.2电压误差放大输出VAOUT电压误差放大器的输出是另外一个设定乘法器参数必须考虑的重要因素。电压误差放大器的输出VAOUT在UC3854内部被钳制在5.6V，我们可以通过电压误差放大器的输出电压大小来分析Boost变化器输入功率变化的情况。如果电压误差放大器的输出VAOUT保持定值，那么它
40、将调节输入功率的值保持不变，使输入功率的值不受输入线电压变化的影响。假设5V是电压误差放大器的输出VAOUT的最大工作电压，如果应用时VAOUT的值达到了5.6V，那就表示输入功率超过了最大功率限制的12%。电压误差放大器的输入信号一路是芯片内部自带的7.5V参考电压，另一路来自于最终直流输出电压的反馈电压，通过反馈电压调节最终输出电压的大小，同时保证电压环路的稳定。为保持最终输出直流电压的稳定，反馈电压的大小应维持在7.5V附近，取阻值较小反馈电阻为10 k，最终输出电压为400V，则较大的电阻阻值为(4. 3)4.3.3乘法器输入电流IAC 由图4.1可知，乘法器的输入电流是由加在电阻R8
41、两端的电压提供的，虽然越高的输入电流会使得乘法器的线性度越好，但是我们还是规定最大的输入电流不能超过0.6mA，当交流输入电压为250V时，其峰值电压达到354V，UC3854内部6脚的直流电压为6V，所以我们选择R8的阻值为620 k，此时IAC约等于0.6mA。当输入电压为0V时，由于芯片内部6脚的电压为6V，因此为了保证系统正确工作，需要在输入电流波形处加上一个偏置电流，通过在9脚参考电压与6脚之间加上一个电阻来提供这个必须的偏置电流，该电阻的阻值为R8/4。所以我们选择150 k的电阻来提供这个偏置电流。4.4 UC3854芯片控制电源输出功率 由图4.1给出的UC3854功率因数校正
42、电路框图，最大输出功率取决于流经RS上的正弦电流的峰值的设定，通过正弦电流峰值我们可以计算最大的电网输入电流的有效值和在电网输入电压有效值变动时的最大输出功率。和用来表示电压有效值最小值和电流有效值最大值。(4. 4)式中，E是效率，IP是有效值为Vr时检测电阻RS上的电流值。通过先计算IP的值，然后选择RS的值，使得变化器在输入电压较低和负载较重时产生的损耗最小，设计要求RS在电网输入电压较低时的压降大于等于1V。因此(4. 5)当时，由式4.4计算可得，。由式4.5可得(4. 6)实际应用选择最接近计算值的标注值电阻0.25。当输入电压最低时，乘法器的输出即5脚的电流最大。当时，由式4.2
43、可知，(4. 7)由于在所有时刻，UC3854为了保证输入电网电流正弦化，反馈环都会保持RS上的压降与R2上的升压相等，因此有(4. 8)R2选择与计算值最接近的3.9 k，同时为了减小EA2的偏差，我们选择R2=R3。结合芯片内部设计要求，UC3854的5脚输出最大电流IMUL由下式决定(4. 9)当IMUL=0.314mA时，计算R14=12 k，我们取最接近计算值的标准值15 k。4.5 Boost电路开关频率的选择由于其他电路元件的要求，已经进一步决定了UC3854中5脚(Mult Out)的输出电流值，R14同时也决定Boost电路的开关频率。当R14为固定值时，可由下式4.10计算
44、Boost开关频率(4. 10)式中，C11是UC3854的14脚的接地电容。其中R14单位是，C11单位是F，单位是Hz。UC3854最高频率可达到200Hz，但是一般应用选择100kHz。因此计算出的(4. 11)4.6 电流误差放大器的补偿电流环路能够稳定的工作必须有补偿，在Boost拓扑中，由电感和感测电阻RS组成的LR低通滤波器会使得拓扑中转换器在高频控制输入电流传输函数时存在一个单极响应。控制输入电流传输函数的方程式为： (4. 12)其中VRS是感测电阻RS时两端的电压，VCA 是电流误差放大器即芯片3脚的输出电压。VOUT是设计要求直流输出电压，VS是振荡器斜波的峰峰值，SL
45、是电感器的阻抗（也称 jL），而 RS是感测电阻。只有电路工作在在共振频率和开关频率之间时，这个方程式才适用。补偿电路对整个电流环路正确的补偿使得功率变化器在开关频率附近拥有着平坦的增益。一个低频的零点提供的增益能够使得功率变换器控制在平均电流模式工作。由图4.1可知，电流误差放大器在开关频率附近的增益由电感电流在开关管关闭时的下降斜率和UC3854内部14脚的斜波振荡器产生的斜波斜率匹配决定，同时这两路信号还是PWM比较器的输入信号。电感电流下降变化率的单位是A/S，此值在输入电压为0时达到最大值，即变换器的输入电压与输出电压之间的差值达到最大值时，电感电流的变化率达到最大值。因为Vin=0
46、，所以电感上电流的变化率由式3.1可以由变换器的输出电压与电感L的比值来计算。同时若要进行正确的电流环路补偿，电感电流的变化率应与14脚产生的斜波斜率相等。根据上述内容，计算环路交叉频率，首先将电流误差放大器的增益与环路交叉频率相乘并将结果设为1，将得到的方程式重新整理为(4. 13)这里fc为电流环路的交叉频率，RCZ/Rci是电流误差放大器的增益。设计的电路输出电压为VOUT=400V直流，电感值为1.0mH，由式3.1计算可得电感电流下降斜率为400Ma/s。电流感测电阻RS=0.25，所以电流误差放大器的输入为100Mv/s。UC3854内部斜波振荡器的峰峰值为5.2V，开关频率f=1
47、00kHz，所以斜波的斜率为0.25V/s。因此电流误差放大器必须提供一个5.2的增益使两者在开关频率下的斜率相等。如果输入电阻Rci=3.9 k，为保证放大器的增益为5.2选择反馈电阻Rcz的电阻值为20 k。最终环路的交叉频率达到15.9kHz。相位裕度等于45的系统稳定性最好，因此在电流误差放大器响应中的零点位置不应该高于交叉频率点的位置。当零点与交叉频点位置重合时时，相位裕度等于45，如果零点的频率更低，相位裕度也将会更大。当零点位于交叉频率上时，此时电容的容抗与Rcz的值必须相等，即有(4. 14)在本设计中，Rcz=20 k，fci=15.9kHz，所以计算出Ccz=500pF，实际应用时选择标准值为620pF的电容。电流误差放大器在使用时，为了降低系统对噪声的灵敏度，一般选择添加一个极点在靠近开关频率的位置，并且当该极点比开关频率高出一半时，整个系统控制环路的频率响应不会被该极点影响。所以我们使用一个电容值等于62pF的电容在128kHz的位置提供一个