《2023年OFDM调制的过程及原理解释个人笔记.pdf》由会员分享，可在线阅读，更多相关《2023年OFDM调制的过程及原理解释个人笔记.pdf（35页珍藏版）》请在taowenge.com淘文阁网|工程机械CAD图纸|机械工程制图|CAD装配图下载|SolidWorks_CaTia_CAD_UG_PROE_设计图分享下载上搜索。
1、LOF DM调制/解调1 1 概述l.l.l.OF D M调制基本原理coscotaibib2bnCOSO).,tb.b2bn-sinnaMsinnca.t如图OFDM 调制的过程就是将待发送的多个数据分别与多路子载波相乘合成基带复信号 s的过程，而 OFDM解调的过程就是由复信号s(t)求解傅立叶系数的过程。复信号s(t)是时域信号，而傅立叶系数就是频域的数据。需要明确的是:对于OFDM调制来讲，输入的数据是频域数据，而输出是S(t)就是时域数据;对于OFDM解调来讲，输 入 的 s(t)是时域信号，而输出的数据就是频域数据。当使用I D FT/D FT 实 现 OFDM调制/解调的时候，I
2、D F T 的输入是频域数据，输出是时域数据；D F T 的输入是时域数据，输出是频域数据。基于快速离散傅里叶变换的产生和接受OFDM信号原理:在发射端，输入速率为R b 的二进制数据序列先进行串并变换，将串行数据转化成N 个并行的数据并分派给N 个不同的子信道，此时子信道信号传输速率为Rb/N。N 路数据通过编码映射成N 个复数子符号Xko（一个复数子符号相应速率为R b 的一路数据）随后编码映射输出信号被送入一个进行快速傅里叶逆变换IFFT的模块，此模块将频域内N 个复数子符号X k 变换成时域中2N 个实数样值Xko（两个实数样值相应1 个复数子符号，即相应速率为R b 的一路数据）由此
3、原始数据就被OFDM 按照频域数据进行解决。计算出的IFFT变换之样值，被一个循环前缀加到样值前，形成一个循环扩展的OFDM 信息码字。此码字在此通过并串变换，然后按照串行方式通过D/A和低通滤波器输出基带信号，最后通过上变频输出OFDM信号。1.1.2.OFDM的优缺陷1.1.2.1.OFDM 优点1.L2.1.1.频谱效率高由 于 FFT 解决使各个子载波可以部分重叠，由于理论上可以接近乃奎斯特极限。以OFDM为基础的多址技术OFDMA（正交频分多址）可以实现社区内各用户之间的正交性，从而避免用户间干扰。这使OFDM系统可以实现很高的社区容量。L1.2.1.2.带宽扩展性强由 于 O FD
4、 M 系统的信号带宽取决于使用的子载波数量，因 此 OFDM系统具有很好的带宽扩展性。小到几百kHz,大到几百MHz,都很容易实现。特别是随着移动通信宽带化（将由5M H z增长到最大20MH z）,OFDM系统对大带宽的有效支持，称为其相对于单载波技术的“决定性优势”。L1.2.1.3.抗多径衰落由 于 OFDM将宽带传输转化为很多子载波上的窄带传输,每个子载波上的信道可以看做水平衰落信道,从而大大减少了接受机均衡器的复杂度。相反，单载波信号的多径均衡的复杂度随着宽带的增大而急剧增长，很难支持较大的带宽（如 2 0MHz）。L1.2.1.4.频谱资源灵活分派OFDM系统可以通过灵活地选择适合
5、的子载波进行传输，来实现动态的频域资源分派,从而充足运用频率分集和多用户分集，以获得最佳的系统性能。L1.2.1.5.实现MIMO技术较简朴由于每个O FD M 子载波内的信道可看做水平衰落信道，由于多天线（MIMO）系统带来的额外复杂度可以控制在较低的水平（随着天线数量呈线性增长.）相反,单载波MIMO系统的复杂度与天线数量和多径数量的乘积的累成正比彳艮不利于MIM 0 技术的应用。1.1.2.2.OF DM 缺陷1.1.2.2.1.OF D M对系统定期和频率偏移较为敏感定期偏移会引起子载波相位的旋转，并且相位旋转角度与子载波的频率有关，频率越高,旋转角度越大。假如定期的偏移量与最大时延扩
6、展的长度之和仍小于循环前缀的长度，此时子载波之间的正交性仍然成立，没 有 IS I和 IC I,对解调出来的数据信息符号的影响只是一个相位的旋转。假如定期偏移量与最大时延扩展的长度之和大雨循环前缀，这时一部分数据信息丢失了，并且最为严重的是子载波间的正交性破坏了，由此带来I S I 和 I C I,这是影响系统性能的关键问题之一。1.1.2.2.2.存在较高的峰值平均功率比（PAPR）多载波系统的输出是多个子信道信号的叠加,假如多个信号相位一致时，所得的叠加信号的瞬时功率会远远高于信号的平均率。因此，也许带来信号畸变使信号的频谱发生变化，同时子信道间正交性遭到破坏从而产生干扰。1.1.3.宽带
7、无线信道特性信号在无线媒体中传输时，会出现两个困难，一个是包络的衰落，以不可预知的方式对信号的强度进行衰减;另一个是色散，它在时域和频域同时改变原始信号的波形。1.1.3.1.包络的衰落表现为接受信号的幅度的波动。重要的因素就是多径反射。假设一个场景，发射信号通过两条信号到达接受机，这两条途径之间的时延忽略。随机散散产生了不同的途径损耗%的，即 6。xQ)=+a2s(t)=(a1+a2)s。)在这样一种情况下，信道响应可以建模成单一的具有随机包络的冲激。假定四 的 是等强度的复高斯随机变量，那么它们的和的包络,=|4+%,服从瑞利分布:(/)=)彳，(y具有零均值和方差(内容在OFDM的无线宽
8、带网络设计与优化P 1 5,涉及概率论的儿个分布，尚未进一步研究)。1.1.3.2.时间色散信道经散射的多径信号的到达时间不也许相同。这些时延是否损坏发射信号取决于信号带宽 与 最 大 时 延 差 扩 展 的 乘 积。下 图 示 是 一 个 时 间 色 散 信 道。h(t)、带号平信，/窄信1坦道时间色散(频率选择性)信道及其对窄带和宽带信号的影响h(t):多径信道可以表达成一个线性的传输函数h(t)。由于不同的传播时延，新到的脉冲加 一 1响应是不同的延时的冲激函数的加权组合：拉=Z 0 Q Q 一 7 机），相应图示的m=0情形,m=2。由于多径时延乙是截然不同的,所以频率响应H（f）=F
9、 h（t ）表现为幅度上的波动。这种频域中的波动将使宽带信号的波形产生失真。特别是在数字通信系统中，若多径时延相对于符号周期与情加,是可分辨的，那么信道被认为是频率选择性信道。另一方面,若信号的带宽非常窄，那么信道的频率响应在信号带宽内近似为常熟。若多径时延相对于符号周期是不可分辨（指相对时延远小于一个符号周期）的，那么无线信号就是平坦的。1.1.3.3.频域色散信道接受信号在时域中短时的波动可以用来发射机、接受机或者环境的移动导致多普勒效应来解释。若信号脉冲响应为线性非时变的，那么多普勒效应在时域中的效果就是两者相乘。A 多普勒对接受信号引入两类失真：（i）信号在时间上的变化；（i i）展宽
10、的信号频谱。（涉及多普勒效应的原理，信道相干的知识，尚未进一步学习。）1.1.3.4.宽带信道的记录特性总 结：包络的衰落影响信号的强度，并且因此在无线系统链路预算的计算中要考虑衰落的余量。功 率 控 制 和 空 间 分 集 技 术 是 对 付 包 络 衰 落 的 最 有 效 技 术 之 一。频率选择性衰落改变了信号波形，并且因此改变了检测的性能。传统的，信号均衡被用于补偿此影响。作为一种选择，如 OFDM,我们可以通过将宽带信号分割成并行窄带数据流 传 输 来 克 服 此 缺 陷。时间选择性破坏了信号的频谱，并且引入了对功率控制而言非常快的变化。时间交织和分集技术是对付时间选择性最有效的手段
11、。1.1.3.5.多径衰落总结在时域方面产生时延扩展，接受信号中的一个符号的波形会扩展到其他符号当中去，导致了 ISI（符号间干扰）；在频域的角度，多径的时延扩展可以导致频率选择性衰落,针对信号中不同的的频率成分，无线传输信道会呈现出不同的随机响应，由于不同的频率分量的衰落不一致，信号带宽超过无线信道的相干带宽时，导致IS L形成频率选择性衰落。1.2.基础理论1.2.1.三角函数的正交性OFDM 调制运用了 卷和*inW，sin2WSin3时 之 间 的 正 交 性，如 下 图：31b isinnwot-sinnwotalb ia2b2anbn图中示有N个子载波，但实际每个子载波包含了正弦和
12、余弦两个载波，承载两个数据。所谓2 2 CT/2下J r 2 c o s m力=7 J /J l +c o s 2 m g/)力=12 fT/2 2 cTI 2J sinmcoQtsinma)Qtat=j J I-c o s 2 2 g/)力=1_ 2 rT/2三角函数正交性:7 7 2 c o s 2 g/c o s g/力=02 f T/2下 7 2 c o s m卬s i n卬力=02 p r/2j 1 s i n ma)Qt sm ncotclt=0A左 边O F D M调制后获得的信号累加后在右边运用正交性可以直接分离出相应的载波信息。（图示左边的为各子载波，将数据信息分开调制到各自
13、的子载波上,再将子载波发送到接受端，接受端运用自己生成的分开子载波分别与收到的叠加的信号相乘后积分，由于除了相应子载波的积分 为I后，其 它 子 载 波 积 分 为0,即 可 分 离 出 分 开 的 各 路 数 据 信 息。)A假定在发送端把a+J 6调制到子载波。刀 勺上，到了接收端：“与e*相乘之后，再积分即可得到。+加：一|丁 (a +jb)e%-L d t=|(a +jb)dt=a +jb 2t i：T=y而与(m=k)相乘之后，再积分得到的是零：一i L(a+J 6)/d r =-1rs+*)/卜 咏 =3dt=0正是因为子载波之间的正交性：一与3 K，2由=於-仇=工k=w、0,k
14、 工 m所以调制在子载波上的数据到了接收端才能被正常解调出来.一1.2.2.D F T离散傅里叶变换/ID F T逆离散傅里叶变换1.2.2.1.傅里叶级数展开周期函数R t),周期为T,展成便立吐级数为一a 8/(t)=+(ak coskgt+bk sinh%t)2 而其 中，“Ln03=彳2.r/2ak cosIccodt(k=0,1.2,.)“2 J72仇=二|/(t)sillkafdt(k=1,2,T J-r/2)A以及复指数形式:+8/(o=z L 8AL2.2.1.1.欧拉公式竺*=。2不应一也)，左=1,2,不(-无+油_/)#=-1厂2,Jfarx=cos 密 +j sill%
15、=/卬1.2.2.1.2.卷积计算信号相乘若将信号表达成类似多项式的形式即假定有如下两个信号f(t)和g(t):/(t)=(cos2+5cos(at+6)+j(siii 2ot+5siii.g(t)=(3 cos At+2)-F j 3sin atA将其表达成多项式的形式后，即：/(t)=(cos2+5 cosat+6)+j(siii lo t+5 siii ai)=ej2a,+5ejM+6=(eJ则 两 个 信 号 相 乘(时 域)为：A 7(0=/施)=C +5x+6)(3x+2)=3 d +17x2+28x+12，,又其实其相乘结果的系数可以通过卷积计算多项式的方法计算得出：再 将 工=
16、/3 代回去：“1,5,6*3,2=3,17,28.121,%)=%)黝=3 3.+，+2+1 2。+C O代)=ZQ产i=-观测这个形式，联系傅里叶级数展开的式子：4 A可以知道将信号变成形式类似于多项式的方法，本质上就是傅里叶级数展开。1.2.2.1.3.时域相乘等于频域卷积从上面的描述我们可以得知：为了获得两个信号f(t)和 g(t)在时域相乘的结果y(t)=f(t)g(t)我们可以先分析两个信号的频谱fin,gn,在对两个信号的频谱做卷积，得到乘积信号的频谱y n,将各频谱分量y n 乘以相应的 炉1再相加就可以得届时域的乘积时域 领域，f i t)一 小小g 一 g n卜新年好如下图
17、示例：y(t)=f(t)g(t)一刎呻性地简朴概述就是:时域相乘等于频域卷积。注意我们所说的频域，说的只是频谱，即 e w t前的系数,不涉及e i-w t自身。1.2.2.2,傅里叶变换描 述 非 周 期 信 号 X(t)和 其 频 谱 的 X (f)之 间 关 系 的 两 个 式 子：X(f)=L x(t)e 3於必-傅立叶正变换x(t)=X(f)ej2df-傅立叶逆变换“A -变 量 f常 用。做 变 量：X(s)=0，-必-傅立叶正变换-1x(t)=I X(a)e1.2.2.3.DFT离散傅里叶变换离散傅里叶变换是为了便于在计算机及数字信号解决中进行傅里叶分析而引入的，其输 入 输 出
18、 如 下 图 所 示：输入N个时域的样点数据，输出N个频域的样点数据。DF T 表 达 式：正变换：逆变换：X伏V.。，2,N-1）x（）=W x（砂，丁 视（皿,2,N-1）t-o比 较 D F T 和傅里叶变换的式子，可以发现DFT 只是对傅里叶变换的积分周期提成N份采样得出的结果。对于傅立叶级教展开式：。期=无4产”通过前面的讲解我们已经理解了：傅 立 数 展 开 就 是 将 信 号x（t）表示成一系列加权的e K R 之和，加权系数q就是傅立叶系敬.下面我们用同样的方法来看一下离散傅立叶逆变换：。y-1 .巴彻x(w)=2 2 X(k)e -v(n-0,1,2,M1,N-1)o上面这个
19、表达式的含义是：将信号忒。的、个样点组成的序列X（H）表示成一系列加权的e k”之和，加权系薮*伏）就是双 ）的离散傅立叶变换.，仔细来看，还是有一些不同，具体如下表所示I表面上看，傅立叶级数展开式和离散傅立叶逆变换的表达式很类似.，3博立叶级数展开“离散傅立叶变换，邮取值范围.-C O +8.0N4 口x(r)与 x(：)ox(r)是个周期信号，t=-8+和傅立叶变换类似，离散傅立叶变换的本质就是将信号的样点序列表达成一系列加权的旋转 向 量 样 点 序 列 之 和。而 逆 变 换 则 规 定 出 这 一 些 加 权 系 数。即：已知 x x(0)x(l)4 2),，x(N-l 而且：x(n
20、)=V X(k)e v(n O:l,2,.1N-1)2尸.-1J 帝N-D-*p-Dc A傅A立叶逆变换：P-(0)式1)式2)X(0)X(l)X(2)x(N-l)X。T-D1111-点G Fe1Ke e*-总G ，1.A.T-用斯以-e-1-*a-D2、*2QT)e、-亭乂N-D-本仆可1.2.2.3.1.FFT快速傅里叶变换1.2.2.3.1.1.准时间抽选的基-2 FFT算法1.2.2.3.1.2.按频率抽选的基一2 F FT算法1.2.2.3.1.3.基 4FFT 算法1.2.2.4.LTE-A 的 SC-FDMA 基带信号心麴醴8/2 1S：P)=V (P)./2 RA+l/2)A
21、f Q-N c p W)k=-1_NRBNsc/2 JorOWfvWcpj+MxT；where 氏=&+|_N俄N.%/2_|,A?=2048,A/=15kHz an d ak lis th e co n te n t of r esou r ce elem e nt(/:,/).一个时隙中的sc-fdm a符号从！=0开始按照/增序进行传输，其中具体sc-fdma符号/从一个时隙中的Z，o(Ncp/+N)7；时刻开始(/0)。输入参数说明输出参数说明温为上行带宽，N%的倍数，取决于社区中的上行传输带宽的配置，满足6=N瞟 2 w N靠 Y N K，UL=1 1 0S,%)一个上行时隙中第/个
22、 sc-fdm a 符号相应的时间连续信号，已映射到P天线端口淖资源块中包含的子载波数其它参数说明资源粒子中相应的具体内容，其中k 为映射的子载波，1 为第1个 sc-f dma符号,p 为天线端口。NCPJ循环前缀长度，见下面表格1相应时隙中sc ofdm符号的个数纣子载波间隔，1 5kHzTsTs=1/(15000 x2048)secondsNFFT的大小，N=20481.2.2.5.L T E-A 的 OF D M 基带信号铲(。=x鹤k=-1N 器 N%/2嚅飕B/2J 2 S f(t-NCPJTs)(P)e 十乙 ak(+!k=/2WNCP.)a f 0 r OWf 0）.此外，当一
23、个时隙中的第一个O F D M 符号是使用常规CP（或者前几个都用常规CP）,而其他符号使用扩展C P时，使用扩展C P 的 OFDM符合的起始位置等于一个时隙中所有 的 OFDM符号使用扩展C P 的情况。这样两个不同的循环前缀区域之前存在一部分未定义传输信号的时间部分。（即使用两种循环前缀的区域之间会存在未定义传输信号的时间间隔）输入参数说明其它参数说明嗡Down 1 in k b an d wi d t hcon figuration(构造外型)6=N盥 QL N N禺xDL=iioNCPJ循环前缀长度，见下面表格谭资源块中包含的子载波数V子载波间隔,15kHz或7.5kH z咽）Val
24、u e of r esour c e e 1 ement(kJ)f o r ante n n a port p 八7；=1/(15000 x2048)sec0 n d s/相应时隙中ofdm符号的个数NFFT的大小，取决于子载波间隔:V =15kHz,N=2048;Af=7.5 kHz,N=4 0 9 6.k公+),k都是中间变量输出参数说明铲 一个下行时隙中第1个 OFDM符号在天线端口 p 上的时间连续信号1.2.2.6.PRAC H随机接入信道的基带信号N _1 N-1 _ .乙 加KS 号 叫 S S%.J/.e Z=0 n=0其中 0 z EQ+TCP 9输入参数说明其它参数说明%,
25、()随机接入前导序列随机接入前导序列的长度(p固定的偏移值，表达资源块中随机接入前导的频域位置A/MK为表达随机接入前导与上行数据直接的子载波间隔的差别，存在关系K=A/7颂A。v!班2 尸PRACH一个幅值因子Q随机接入前导序列中 CP的长度TSEQ随机接入前导序列中序列部分的长度k中间变量输出参数说明S(t)时间连续随机接入信号AR a ndom ac c ess ba s eband par a met e r s:Preambl e f ormat(p0-31 250hz747600hz21.2.3.循环前缀1.2.3.1.子载波间干扰为 了 实 现 无 码 间 串 扰，需 要 在 码
26、 元 间 增 长 保 护 间 隔，如 下 图 所 示：Am和4间 q 花,1。(每一层有时需个复值符号，堤版M黑 1：产组，每一组相应一个SC-FDMA符号。L 就是第几个符号即第几组的标志，k 代表的是子载波序号。)将数据依次作串并转换，变成并行的M磔SCH点数据(一个并行单元有M产个数据),再依次送入作拉般s s 点的D F T 变换。这里指的传输预编码重要是做 一 个 D F T 变换，将数据变成频域数据。-输 入：”(0),，通 过 复 值 调 制 后 的 符 号 序 列；。输出：DFT后的Msymb点数据，以”.片8点为一个并行单元。1.2.5.快速傅里叶变换(FFT)加 快 F F
27、 T 解决速度的重要技术手段通过增长解决器单元和高基算法结构使用并行计算技术。在拟定基数时应当全面考虑F F T 解决速度、算法、FPGA的结构特点和硬件资源的消耗等因素。例如，基 2 蝶形算法由一个乘法和两个加法器组成，而 基 4 蝶形算法包含三个复杂的乘法运算，虽然基4 解决器的解决速度是基2 解决器的2 倍，但基4 蝶形算法硬件使用是基2 的两倍。1.2.5.1.位序操作基 于 D I F 的 FFT算法,由于在计算过程中对输入数据做奇偶分开，导致输出数据地址不再是本来顺序。按照协议，发射端OFDM调制输出的数据为正序。若采用基D IF的FFT算法，则需通过(1)位序操作(2)改良算法来
28、解决位序问题。具体的位序操作与FFT解决器的地址产生方式有关。下面以8点D IF基-2FFT举一简朴例子：若在控制模块中，数据的地址都是由二进制数表达，反 序0,4,2,6,1,5,3,7分别由三位二进制数表达为000,1 0 0,010,11 0,001,10 1 ,011,11 1 ,将每个数的第2位和第0位互换,第 1 位保持不动，可以得到 000,001,01 0,011,100,1 0 1,110,11 1,即 0,1,2,3,4,5,6,7,即将反序变为正序。对于其他点数的FFT,假如数据地址由n位表达，位反转的规则为:第n-l位和第0位互换，第n-2位和第1位互换，第n-3位和第
29、2位互换，依此类推就可以将反序转换为正序。1.2.5.2.F F T 地址产生FFT运算过程中，地址产生是FF T运算模块的关键问题之一，存储器读数据和写数据都要相应相应的存储器地址。常见的地址产生方式是通过输入数据的顺序，和数据输出时的FFT级数来产生地址，下面举一个简朴例子：通过计数器产生地址。在控制模块中定义一个时钟计数器和一个级数计数器，级数计数器随级数的增长自加，在每完毕一个F F T之后清零，时钟计数器随每一个时钟自力口,在每完毕一级FFT之后清零,通过这两个计数器的加减和移位可以产生所有需要的地址。此外,地址产生时可配合位序操作，即若需要位序操作，可在产生时完毕。1.2.5.3.
30、进一步提高FF T 的运算速度1.2.5.3.1.流水线结构每个时钟脉冲都接受下一条解决数据的指令，只是不同的部件做不同的事情，就象生产线流水操作同样，并不是等一个或一批产品做完，再接受下一批生产命令，而是每个工序完毕以后，立即接受下一批生产任务。这样提高了系统解决数据的速度。但是这样虽然提高了系统的数率，但是由于采用了流水线结构使得不容易计算程序运营的时间。对一些时序规定很严的情况，该结构还是存有弊端的。并且流水线结构规定与级数相等的计算器件，因此随着点数的增长它的硬件面积也增长。1.2.5.3.2.更高频率的内部计算时钟假如计算点数很大又规定很高的计算速度，就要在F F T 解决器内部计算
31、使用的时钟频率高于输入数据的时钟频率，但很高的计算时钟会导致系统的不稳定。1.2.5.3.3.并行运算将 FFT 算法提成离散的部分可并行的环节，以增长解决单元为代价提高FFT运算速度。下 面 以 基-2 F F T 运 算 为 例，基2=F F T蝶 形 运 算 图王（左）为:%2（左）现（左）+四X 2（左）不（左）一/七（左）此外8 点基2 F F T 运算流程如图1.2.5.3.3：我们可以知道，N 点 FFT运算复杂度为N.l o g z N,可提成lo g zN 层，每层进行N/2 次蝶形运算，如 图 1.2.5.3.3,FFT 的蝶形运算在同层内没有相关的数据，理论上讲，N/2个
32、蝶形运算可以并行工作完毕。并行运算的难度在于数据通过蝶形运算，地址是非线性变化的，这使得数据难以高速并行输入，由于对的地生成地址是采用并行运算FFT的关键。1.2.6.S C-FDMA 与 O FDM 的区别ni.-iSequence of QPSK data symbols to be transmitted-3 1.-1OFDMASC-FDMAData symbols occupy 15 kHz forone OFDMA symbol periodData symbols occupy M，15 kHz for1/M SC-FDMA symbol periodsSC-FDMAOFDMA1.
33、3.整体过程L3.1.OFDM 调制1.1.1.1.子载波数，F F T点数和系统带宽之间的关系:信道带宽1.4MHz3MHz5MHz10MHz15MHz20MHz时隙长度0.5ms子载波间隔15KHz传输带宽配置泰61 5255075100采样频率1.92MHz(1/2*3.84MHz)3.84MHz7.6 8MHz(2*3.84MHZ)15.36MHz(4*3.8 4MHz)23.0 4 MHz(6*3.84MHz)3 0.7 2MHz(8*3.84MHz)FFT/I F FT点数N1282565 1 210241 5362048占用子载波 数（含直流载波）7318130 16019011
34、2 0 1PRB个数61 5255075100每 时 隙OFDM符号的个数7/6有效符号长度6 6.67u sP长度常 规cp(4.69 us/9)*6(5.21 us/10)*1(4.69 u s/1 8)*6(5.21 us/20)*1(4.6 9 us/36)*6(5.21 u s/40)*1(4.69us/7 2 )*6(5.2 1 us 用 0 )*1(4.69us/1 0 8)*6(5.21us/120)*1(4.69u s/144)*6(5.21 u s/160)*1展CP15KHz(16.67us/32)(16.6 7 u s/64)(1 6.6 7 us/128)(16.67u s/256)(16.67us/3 84)(1 6.67 us/512)7.5KHz(16.67us/6 4)(16.67us/l28)(16.67us/256)(1 6.67u s/5 1 2)(1 6.6 7 us/76 8)(16.6 7us/l024)A/DOFDM收发信机方框图。0，。1 4,。此.-1S-P。0N点数IDFTX。aNPTSF D/A转换c-f0-(IFFT)0-XN-I1.3.1.1.2 0 2 3 323补充，PBCH 解调数据流1 个子帧 Dw PTS GP UpPTS主同步信号与辅同步信号的位置示意图1.3.2.SC-F DM A 调 制SCFDMA