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1、电路与电子线路基础电路与电子线路基础电子线路部分电子线路部分9章章第1页，共135页，编辑于2022年，星期一利用运放构造放大电路利用运放构造放大电路 l运算放大器简称运放是一种单向传输器件，其增益极高，通常可达十万倍以上。l人们只需要利用运放相对低的增益及输入、输出阻抗等特性即可获得所需的电压、电流和功率的放大功能，实现许多无源电路和简单晶体管放大电路所无法实现的性能，因此，运放的出现开辟了有源电路的新时代。第2页，共135页，编辑于2022年，星期一利用运放构造放大电路利用运放构造放大电路 115V电源输入处，必须用两只10F左右和0.11F左右电容。2这两个电容一个是电解电容，容量大，对
2、低频起作用，但是它在结构上是有比较大的寄生电感的，它对高频信号反应不佳。因此与它并联一个陶陶瓷电容，容量小、无电感专门对高频起作用。3 R1和R2应尽量靠近相关引脚6和2。4双极型运放，在电路中添加R3减小“”“”输入端外电路电阻差引起的失调；选用场效应管输入的运放，则可以不用R3。第3页，共135页，编辑于2022年，星期一利用运放构造放大电路利用运放构造放大电路5 若被放大的信号比较微弱，或者要求增益较高，就需要外接调整电路，以进一步减小输出电平的漂移。6 在选用运放芯片时，必须仔细查阅手册，理解特点、参数、失调大小和失调调整的可能性，相位补偿的措施，最大可供电流(短路输出电流)，保护措施
3、及其能力等等。第4页，共135页，编辑于2022年，星期一以运放为基础的放大器的优点以运放为基础的放大器的优点l增益可正确估计，实测增益与理论计算一致；l增益高度稳定；l放大器线性良好；l增益可正、可负、可大可小，设计自由度大；l在同样的增益带宽要求下，采用运放后，电路板的封装密度提高了。第5页，共135页，编辑于2022年，星期一运放组成的电压跟随器运放组成的电压跟随器 l输出应紧跟输入，电压增益为+1，实现电压跟随器的功能。l用同相放大器来实现是合理的，因为同相放大器的增益为(1+R2/R1)，所以有l若R2=0，R1=，则有Vo=Vin，增益为+1，实现电压跟随功能。第6页，共135页，
4、编辑于2022年，星期一运放组成的电压跟随器的优点运放组成的电压跟随器的优点l与晶体管的射极跟随器比较n所用元件最少;n输出严格跟随。而射极跟随器的增益，KV1，有百分之几的误差，跟随性能不理想。n输入阻抗极高，至少有几十M，远比射极跟随器好n输出阻抗极低，几乎为0，也远比射极跟随器好。第7页，共135页，编辑于2022年，星期一同相放大器构成的加法电路同相放大器构成的加法电路 如果R1=R2=R3=R4=R，全相等，则待加的信号e1和e2，经电阻R1和R2隔离，在运放的“”输入端混合，产生输入信号Vin，利用叠加定理，可得 经同相放大器放大，得 lR怎样确定？R不仅是本身信号源的负载，还是其
5、它信号源的负载，因此，应当选得大些。输入电路电阻过大，会引起失调增大。为不使信号源负载过重，也不引起严重失调，选用合理的芯片。比如：输入偏置电流小；输入失调电流小；低功耗；价格低廉。第8页，共135页，编辑于2022年，星期一同相放大器构成的加法电路同相放大器构成的加法电路 lR不仅是本身信号源的负载，还是其它信号源的负载，因此，应当选得大些。输入电路电阻过大，会引起失调增大。l为不使信号源负载过重，也不引起严重失调，选用合理的芯片。比如：输入偏置电流小；输入失调电流小；低功耗；价格低廉。第9页，共135页，编辑于2022年，星期一l如果R1=R2=R3，则上式变为l所以，只要保证R5=2R4
6、，就可以实现三信号加法运算。第10页，共135页，编辑于2022年，星期一采用同相放大器实现采用同相放大器实现N个信号相加个信号相加l为了推广到N个信号相加，我们将式上下均除以R1R2R3。改为导纳表达式lN个信号相加时，得到的等效输入信号l当R1=R2=RN时，有l只要保证Rb=(N-1)Ra，就能实现根据加权系数确定全部电阻值比较困难第11页，共135页，编辑于2022年，星期一反相放大器构成的两路加法电路反相放大器构成的两路加法电路 如果R1=R2=RF=R，则 完成加法运算。以上做加权设计是很困难的。因为要根据这些加权系数，也即分流系数来确定全部电阻值是比较困难的。反相放大器构成的加法
7、器有一个独特的性质，“”输入端是虚地。于是 第12页，共135页，编辑于2022年，星期一反相放大器构成的两路加法电路反相放大器构成的两路加法电路 l可以很方便的确定每一路的隔离电阻值，能够实现加权求和运算是反相放大器优点之一。l必须指出，如果加权系数是负的，则从以上两种电路中可以看出，这两种加法电路均无法实现，因此为了实现减法，需要新的电路。利用反相器实现加权求和运算是很容易的，因为任一加权系数Ki，就等于故有第13页，共135页，编辑于2022年，星期一减法（差动）电路减法（差动）电路 l利用叠加定理，写出输出电压 l若R1=R2=R3=R4=R，则上式变为 完成减法功能第14页，共135
8、页，编辑于2022年，星期一电阻的取值电阻的取值l至于电阻的阻值，取决于三个因素：至于电阻的阻值，取决于三个因素：n输入失调小，电阻宜小。输入失调小，电阻宜小。n要负载轻，电阻宜大。要负载轻，电阻宜大。n带宽。要带宽大，电阻宜小。带宽。要带宽大，电阻宜小。l由于这三个因素是矛盾的，因此，由于这三个因素是矛盾的，因此，R值将在较宽的范围内值将在较宽的范围内选择，选择，10200k，当强调带宽和失调时，取低端；强调，当强调带宽和失调时，取低端；强调负载时，取高端。负载时，取高端。第15页，共135页，编辑于2022年，星期一可变增益放大器可变增益放大器l用运放构造的放大器，增益稳定，是一种提供固定
9、增益的优秀的单元电路。但在一个较为复杂的电子系统中。有时还希望放大器增益可变，因此出现了可变增益放大器(VGA，variable gain amplifier)。l可变增益放大器已用于多种遥感和通信设备达半个多世纪。从超声波、雷达、激光雷达到无线通信以及甚至语音分析等方面的应用都利用VGA的可变增益特性以提高动态性能。第16页，共135页，编辑于2022年，星期一反馈电阻的切换反馈电阻的切换l用一只开关选择三个电阻100k、200k、300k可得三种增益：1、2、3。l原则上讲，切换输入端的电阻同样可以改变放大器增益，但这不是一种好方法，因为输入端电阻的切换会改变放大器的输入阻抗，而反馈电阻的
10、切换不会改变输入阻抗，也不影响会输出阻抗。第17页，共135页，编辑于2022年，星期一反馈电阻值的改变反馈电阻值的改变lx=1时，电位器抽头处于最高端，放大器增益就等于-R2/R1。随着电位器抽头下移，xVZ，则可用左图方案，若VOVZ，则可用右图方案。第38页，共135页，编辑于2022年，星期一基准电流源基准电流源 与稳压管相似，人们也发明了一种稳流管，加在管子两端的电压只要不超出给定的范围，无论变化多大，通过管子的电流近乎不变。场效应晶体管构成的电流源，在该电路中，电阻r的加入使电流源的输出电阻增大，从而稳定了输出电流。从反馈的角度分析，加入电阻r后，当输出电流由于某种原因增加时，MO
11、S管源极电位会升高，栅源电压VGS会减小，因此，输出电流io减小，从而起到稳定输出电流的作用。第39页，共135页，编辑于2022年，星期一基准电流源基准电流源 将电阻R上的降压ICR，通过运放再反馈到栅极，利用运放的高增益，Vs将精确的等于Vref，因此，大大提高了电流源的性能。因为高增益的运放“+”“”输入端是虚拟短路的，于是必有第40页，共135页，编辑于2022年，星期一基准电流源基准电流源 第41页，共135页，编辑于2022年，星期一电压电压-电流变换电路电流变换电路 l基准电流源是电压-电流 变换电路。右图是一种 实用电路。l流过负载RL的电流也流过R 电流l式中VCE是晶体管的
12、管压降，工作时是变化的。lVin增大，VCE减小。VCE要保证晶体管和场效应管处于饱和区，于是，Vin的最大值是有限制的。第42页，共135页，编辑于2022年，星期一电压电压-电流变换电路电流变换电路 lVin被限制在10V0Vin0，则V1 0，流过RL的电流I就改变方向，成为电流汇吸收电流。当Vin 0，又成为电流源，给出电流。第46页，共135页，编辑于2022年，星期一电压电压-电流变换电路电流变换电路 事实上，电阻之间总归会有差别，不可能完全相等，因此诺顿等效电阻r不可能为无穷大，输出电阻为 显然，当=0时，r=，因为 和 代表电阻的精度。则可以算得5%精度r=10.5k1%精度r
13、=50.5k0.1%精度r=501k可见，R R4均应采用高精度金属膜电阻，否则，电流源的质量将大幅度降低。第47页，共135页，编辑于2022年，星期一电流电流-电压变换电路电压变换电路 l电流变电压的最直接办法是，让输入电流流过一个基准电阻产生电压降。然而，若把这个电压直接输出显然是不妥的，负载影响将改变这个电压，最简单的办法就是接一个电压跟随器如图所示：第48页，共135页，编辑于2022年，星期一电流电流-电压变换电路电压变换电路 l上面的电路对于变换大电流是没有困难的。l当输入电流小到毫安时，输入失调电流和输入偏置电流等都将干扰弱电流的检测。有两个措施：选用输入失调电流小，输入偏置电
14、流小的运放芯片。基准电阻不宜取大，应小于100，甚至10。l基准电阻小了，输入信号就不够大，唯一的办法是利用运放的增益，下图是小电流用的电流-电压变换电路。动态范围为：第49页，共135页，编辑于2022年，星期一电流电流-电压变换电路电压变换电路跨阻放大器跨阻放大器l除了检测输入电流流过基准电阻所产生的电压外，还有一种方法，让被测的输入电流流过运放的反馈电阻，实现电流-电压变化。lR过大、过小均不宜，当R1M时，精度得不到保证，且电阻价格较高,而且噪声的影响将出现。因此，适合的电阻将是10R1M第50页，共135页，编辑于2022年，星期一电流电流-电压变换电路电压变换电路跨阻放大器跨阻放大
15、器该电路采用两级运放，第一级实现电流变电压，第二级作100倍同相放大，故输出电压为第51页，共135页，编辑于2022年，星期一电流电流-电压变换电路电压变换电路跨阻放大器跨阻放大器如果则第52页，共135页，编辑于2022年，星期一电阻电阻-电压变换电路电压变换电路 l电阻-电压变换电路是一种非常有用的电路。因为不少传感元件，如：温度传感器、湿度传感器、光敏电阻和压敏电阻等均以电阻值变化传递物理量的。最简单的电阻-电压变换电路实际上就是电流-电压变换电路，只是应用角度不同而已。下图就是用电流-电压变换电路来传递电阻变化的信息。第53页，共135页，编辑于2022年，星期一电阻电阻-电压变换实
16、用电路电压变换实用电路 l因为输出电压VO为 VO=IinR=IrefRl故当输入电流Iin为已知的参考电流Iref时，输出电压VO仅取决于反馈电阻R0假定这个R就是被检测的电阻-电压变换电路。第54页，共135页，编辑于2022年，星期一恒压电桥恒压电桥l如果传感器的电阻变化不大，满足R1时，幅频特性有“谐振峰”，“谐振峰”将出现在l正因为存在着这个“谐振峰”，二阶低通滤波器才有比两级一阶低通滤波器直接级联更好的幅频特性。在0处，“谐振峰”的右支使幅频特性下降的更快，更快地达到每10倍频40dB的衰减速率。这样，通带内的特性更平坦，带外衰减更快，符合滤波器的要求。然而，Q过大是不恰当的。通常
17、，选取Q=11.5间，略有小峰，补偿恰到好处，下降也陡。第72页，共135页，编辑于2022年，星期一确定确定R1、R2、R3、C1、C2五个阻容元件五个阻容元件l第一种设计方法。令R1=R2=R3=R，则l根据给定的0和Q，选择R，就可以确定C1、C2。这种设计方法的优点是电阻值比较标准、规范，缺点是由此确定的C1和C2值可能很不标准，实现时比较麻烦。l第二种设计方法.。先选取一个电容，比如C2，又选了一个电阻R2，再选另一个电阻是它的倍数关系，比如。这样也就等于选取了三个元件，再根据给定的0和Q值就可以确定另两个元件。这种设计方法，电容值比较规范，只有一个电阻值不规范。第73页，共135页
18、，编辑于2022年，星期一多重反馈型高通滤波器多重反馈型高通滤波器上中的第一个因子代表运放增益。不过，这里不是电阻比而是电容比。第二个因子显然是一个归一化的二阶滤波器的传输函数H(S)。第74页，共135页，编辑于2022年，星期一多重反馈型高通滤波器多重反馈型高通滤波器l归一化的二阶滤波器的传输函数H(S)可以写成下式l幅频特性和相频特性分别为第75页，共135页，编辑于2022年，星期一多重反馈型高通滤波器多重反馈型高通滤波器l在 情况下，幅频特性也有“谐振峰”，“谐振峰”将出现在l如同二阶低通滤波器一样，这一“谐振峰”大大的改善了高通滤波器的幅频特性。第76页，共135页，编辑于2022
19、年，星期一高通滤波器两种设计方法高通滤波器两种设计方法l第一种设计方法是，令C1=C2=C3=C，于是l第二种设计方法，令C1=C2=C，再令 ，同样可以确定R1和R2。第77页，共135页，编辑于2022年，星期一电压源型滤波电路电压源型滤波电路l当频率很低，近乎直流时，由于C1的阻抗很大，自举不起作用。随着频率升高，C1的阻抗减少，自举效应增大，使C1中旁路的分量增加，从而补偿了幅频特性。当频率足够高时，由于输出电压 随频率增高而迅速减小，自举电压降低，高频信号旁路严重，结果是急剧地降低，使衰减迅速达到二阶电路的极限衰减速率，每10倍频40dB。从电路结构上来看，该电路实际上是由两级RC低
20、通滤波器级联而成。运放按电压跟随器方式工作，正反馈串联在第一级滤波电容C1上，提供自举功能。第78页，共135页，编辑于2022年，星期一RC滤波器滤波器第79页，共135页，编辑于2022年，星期一RC滤波器滤波器l对图(a)的无源滤波器l两级RC滤波器的传输函数为l写成二阶低通滤波器传输函数的标准形式l假定C1=C2=C，R1=R2=R，则lQ值这样低，滤波器的特性显然是很差的。第80页，共135页，编辑于2022年，星期一RC滤波器滤波器l对图(b)有源滤波器l传输函数为l假定C1=C2=C，R1=R2=R，则l比没有自举的无源滤波器有较好的频率特性。第81页，共135页，编辑于2022
21、年，星期一RC滤波器滤波器l如果只假定R1=R2=R,则lQ值取决于电容比，所以任何Q值均可获得。如果C1=2C2，Q=0.707，正好不出现“谐振峰”。也就是在没有谐振峰补偿情况下，可以获得的最佳特性，接近巴特沃思特性。如果,则Q=1，略有小峰，补偿良好。l对于图(a)无源滤波器，即使只假定R1=R2=R,l故二阶RC无源滤波器的幅频特性不可能好。第82页，共135页，编辑于2022年，星期一电压源型二阶高通滤波器电压源型二阶高通滤波器输出电压传输函数为则第83页，共135页，编辑于2022年，星期一正反馈型滤波电路正反馈型滤波电路l输出电压l传输函数第84页，共135页，编辑于2022年，
22、星期一正反馈型滤波电路正反馈型滤波电路l假定C1=C2=C，R1=R2=R，则l显而易见，只要有相应的增益K，就可以获得任何Q值，而元件仍然是规范化的。所以，这类滤波器电路的优点是明显的。l电压源型低通滤波电路实际上只是正反馈型滤波电路的特例。第85页，共135页，编辑于2022年，星期一正反馈型高通滤波电路正反馈型高通滤波电路第86页，共135页，编辑于2022年，星期一状态变量型滤波电路状态变量型滤波电路l以上几种滤波电路均采用单运放，单运放滤波器有两大缺点：1.能够实现的Q一般小于102.元件值比较分散，不够规范化l通常，低通和高通滤波器并不要求高Q。但是，带通滤波器、带阻滤波器和陷波器
23、等经常需要高Q。l开发了一种采用多运放的滤波电路。这些运放是按状态方程式来联接的，下图是其方块图。由一个加、减法电路和两个积分器组成。第87页，共135页，编辑于2022年，星期一状态变量型滤波电路状态变量型滤波电路由于A2和A3两个积分器是串级的，故A3的输出中将不含有高频分量，高频分量将以每10倍频40dB的速率衰减。然而，A3输出中的低频分量反馈到第一级，以相位相反的方法同输入电压Vin合并，抵消了Vin中的低频分量，故A1中只有高频分量通过，A1的输出XO是高通输出。接着，利 用 A2的 积 分，提 高 了 低 通 增 益(+20dB/Dec)，降低了高频增益(20dB/Dec)，故A
24、2的输出X1是带通。最后，利用A3将A2的输 出 再 积 分 一 次，进 一 步 提 高 低 频 增 益(+20dB/Dec)，把高频分量降低到40dB/Dec，这样，A3的输出X2是低通输出。第88页，共135页，编辑于2022年，星期一状态变量型滤波电路状态变量型滤波电路l假定C1=C2=C，R1=R2=R，则l只要R4/R3足够大，要使Q=100也是方便的。同时，由于0和Q可以分别控制，有利于调整，故状态变量型滤波电路优点众多。l假使再加一个运放A4，可以提供含有陷波频率点的特性，第89页，共135页，编辑于2022年，星期一状态变量型滤波电路状态变量型滤波电路l必须指出，状态变量滤波电
25、路还有许多灵活性，比如输入信号Vin可从“+”端输入，利用同相放大器，利用微分电路。利用多级交替，利用串级或并联等等，以获得各式各样的特性。第90页，共135页，编辑于2022年，星期一整流电路整流电路 l单个二极管D接一个负载电阻R。输入正半波，二极管导通，输出电压 。负半波，二极管截止 l实际二极管不是在0V电压时开始导通，而是有正向起始电压VF。若VinVF，电路不会动作。第91页，共135页，编辑于2022年，星期一输出波形误差输出波形误差 l减小这种误差最简单的办法是，选用起始电压小的二极管。肖特基势垒二极管SBD的起始电压只有0.2V，而且最高工作频率均在10MHz以上，很适合于高
26、频整流场合的应用。l耐压较低(0，运放输出正，D导通，输入端虚拟短路，故有V0=Vin。二极管D工作时有正向电压降VF，故运放的输出VOP必然是V0+VF，自动补偿正向压降。lVin0时，分别运用了两次虚拟短路。第一次，A1输入端虚拟短路，将输入信号传到R上，第二次，A2输入端又虚拟短路，将vin传到vo。虚拟短路毕竟是近似的，有误差的，两次虚拟短路所引入的误差，按最坏环境估算是加倍的。然而，系统中含有两个运放，又是串级的，总增益是A1与A2相乘，却没有被利用来减小跟踪的误差，非常遗憾。第97页，共135页，编辑于2022年，星期一减小输出电阻的方法减小输出电阻的方法l将整流电路与缓冲级结合在
27、一起优点是明显的。首先，除了两个小环路外，还有一个大环路。当vin0时，D1导通，两级运放就串在一起，总增益为A1A2，最后的输出vo通过大环路反馈到第一级，直接同vin比较，只利用一次虚拟短路，就使vo=vin，显然，跟踪误差很小，精度高。其次，在第一级的小环路里接入二极管D2，当vin0转到vin0，运放输出负。D1导通，D2截止。输出经R2反馈到“-”端，。R1=R2=R，。VOP=V0-VF1。lVin0到Vin0时，因为 ，而 ，故 ；l当vin0时，A1输出是负的。D1截止，切断了整流电路与电压跟随器之间的关系。这时，输入信号Vin就通过R3直接加到电压跟随器上，获得输出VO=Vi
28、n。l当vin0时，A1输出是正的。D1导通，D2截止，沟通了A1与A2的联系。负半周经反相后也加到电压跟随器A2上，获得输出vo=-vin。第105页，共135页，编辑于2022年，星期一R2的作用的作用l当D1导通时，A1的输出经D1、A2传到vo，再经R2产生的反馈电流在A1负输入端同输入电流比较，经自动跟踪，保证反馈电流与输入电流一致。输出电压vo与输入电压vin严格相消，得vo=vin。当然，条件是R1=R2。l上述电路中，R1与R2必须是严格相等的，它们的比值将影响精度，R3对精度没有影响，只用了精度为5%的一般电阻元件。故该电路的优点是突出的。但是也有缺点，D1的电流以及运放A2
29、的输入偏置电流都必须流过电阻R3，产生误差。第106页，共135页，编辑于2022年，星期一绝对值电路绝对值电路l如果精度要求不高，单个运放就可以实现绝对值电路。lvin0时，D1截止，D2导通。经过D2也实现负反馈。这时，虚地就在负输入端上。于是，vo等于vin在R1与R3之间的分压。l当R3R1时，vo=vin。第107页，共135页，编辑于2022年，星期一限幅电路限幅电路 l运放电源15V，最大输出电压达10V以上，可能超出后级的输入耐压。比如，模拟开关的输入耐压8V。另外，意外原因切断运放反馈环路，输出就转到15V饱和电平，使后级产生危险。采用运放驱动低耐压电路时，很希望限制运放的输
30、出幅度。l最简单的限幅电路是两只齐纳二极管对接。不管怎样接入电路，总是一只正向，另一只是反向。导通时的端电压为VZ+VF，实现双向限幅。第108页，共135页，编辑于2022年，星期一双向限幅的齐纳二极管支路接入运放反馈环路的限幅电路双向限幅的齐纳二极管支路接入运放反馈环路的限幅电路 l将该双向限幅的齐纳二极管支路接入运放反馈环路，它限制了R2上的电压，由于“”输入端是虚地，故实际上是限制了输出电压VO。l上限：V+=VZ+VF l下限：V=-(VZ+VF)lV Vo V+：Vo=(R2/R1)Vinl否则：输出为V+和V。第109页，共135页，编辑于2022年，星期一二极管与运放结合实现的
31、限幅电路二极管与运放结合实现的限幅电路lV VO V+，运放A2反转，输出负电压，二极管导通，“”输入端虚拟短路，V+就传到VO端。lVO V，运放A3反转，输出正电压，二极管导通，“”输入端虚拟短路，VO为V。齐纳二极管限幅的缺点：限幅电平不好调整。第110页，共135页，编辑于2022年，星期一对数变换电路对数变换电路 l利用晶体管基本特性可以进行严格的对数变换。l晶体管电流为l两边取对数得，l如果IC为输入，VBE为输出，将得到对数变换。l由于“”输入端为虚地，必有 (9.148)(9.149)第111页，共135页，编辑于2022年，星期一实用的对数变换电路实用的对数变换电路l两大问题
32、：1)公式多了两项；2)系数与温度T有关，l两项措施：1)采用两个晶体管，消去后两项；2)利用温度补偿电阻抵消系数的影响。lA1的输出控制T2基极，通过T2和T1再回到A1的“-”输入端，完成对数变换。调整输出分压器R4和R5，调整参考电压Vref，就可以控制变换的尺度。利用R5温度补偿电阻以补偿温度影响。第112页，共135页，编辑于2022年，星期一l已知 ，l又l得l因为l如果 ，可以相消，故得l即 第113页，共135页，编辑于2022年，星期一实用对数变换电路的变换特性实用对数变换电路的变换特性l如果令R4=15.7R5，代入得l分压器实际上调整变换关系的。而Vref参考电压实际上是
33、改变Vin尺度的。如果选择Vref=10V，则l该电路的动态范围为0Vin0时区域工作的，输出是反相的。换言之，它的特性在第四象限。第119页，共135页，编辑于2022年，星期一在在0.1 Vin 1内的分段直线近似对数变换电路内的分段直线近似对数变换电路 l在0.1 vin 1内(9.158)l说明了该区间内的直线段，可以在折线A的基础上，再叠加折线B，而折线B是由(Vin-0.1)为输入的正半周反相型整流来实现，10倍的放大器可公用，如下图所示。第120页，共135页，编辑于2022年，星期一在在1 Vin 10内的分段直线近似对数变换电路内的分段直线近似对数变换电路 l在1 vin 1
34、0内(9.159)l说明了，可在折线A、B的基础上，再添加折线C，而折线C是由(Vin-1)为输入的正半周反相型整流来实现。如下图所示。第121页，共135页，编辑于2022年，星期一利用分段直线近似法合成的对数变换电路利用分段直线近似法合成的对数变换电路 第122页，共135页，编辑于2022年，星期一l用折线合成方法实现对数变换优点是，容易掌握，设计方便，可以合成的函数不限于对数函数，一些难以生成的函数均可用折线合成。缺点是，精度低，所用元件多。l晶体管对数放大器的优点上，允许的输入范围宽，允许高速(100kHz以上)。缺点是，温度变化的影响大。故这两种方法各有优缺点。第123页，共135
35、页，编辑于2022年，星期一L8048l根据外接元件参数，可得。精度可达1.25%(T=070C)。l动态范围为0 vin 10V其特性如下图所示。第124页，共135页，编辑于2022年，星期一利用对数变换技术实现乘法运算电路利用对数变换技术实现乘法运算电路 l假定要求实现乘法运算(9.160)l则可以利用对数，变换成加法，相加后再反变换回来。(9.161)l故乘法器的基本结构如下图所示。l如果把加法改为减法，那么，上述电路的输出就变为(9.162)第125页，共135页，编辑于2022年，星期一利用对数变换技术实现的乘、除法电路利用对数变换技术实现的乘、除法电路 l可见，利用对数变换，除法
36、和乘法一样方便，并且可以利用同一套电路实现乘、除法。下图是一个利用对数变换技术实现的乘、除法电路。第126页，共135页，编辑于2022年，星期一l因为l由l代入得 第127页，共135页，编辑于2022年，星期一RC4200l该电路的动态范围为，0vX10V，0vY10V，0vZvref或vref来决定输出是H还是L。故比较电路广泛用于模拟电路同数字电路之接口。l下图是零交检测电路(Zero-Cross Detector)，是一种以0为参考电压的比较器。第132页，共135页，编辑于2022年，星期一利用单电源运放的比较电路利用单电源运放的比较电路l必须指出，比较电路虽然能够把模拟信号变为数
37、字信号，但输出的高低电平未必和数字电路一致。因此，要注意配合。第133页，共135页，编辑于2022年，星期一双电源运放比较器双电源运放比较器l正向饱和时，齐纳二极管D2击穿，电平箝到+4.7V，反向饱和时箝位到0.6V。应采用10k电阻隔离，确保CMOS反向器不受冲击。l右图是单电源运放场合，虽然可直接联接，但仍然需要10k电阻保护。设计这类电路时，必须要查手册，看反向击穿电压限度是否允许。第134页，共135页，编辑于2022年，星期一LM311l随着比较电路应用越来越广泛，芯片制造商设计了一种专用比较器。这类芯片有两大特点。大多采用集电极开路输出，以便于与后续电路联接。将模拟地与数字地分开，以降低数字电路中的大信号对模拟信号的干扰。因为是集电极开路输出，故必需外接47010k上拉电阻，连接到数字电路的电源。该芯片的输出管发射级应联接到数字地。而LM311本身是在模拟地场合工作。输入齐纳二极管将输入电压限制在12V以下，起到保护作用。若要降低滞后回差效应，也可以加正反馈电阻。第135页，共135页，编辑于2022年，星期一