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1、数字下变频器的开展和更新第二局部网络转载导语：在本局部中我们将进一步分析抽取滤波，并将其应用于第一局部所讨论的例如。此外，我们将讨论VirtualEval，该产品在改进的新型软件仿真工具中融入了ADIsimADC引擎技术。VirtualEval将用于验证仿真结果与实测数据的匹配程度。在本文第一局部?数字下的开展和更新第一局部?中，我们讨论了在更高频率的RF频段中进展频率采样的行业趋势和数字下变频器(DDC)怎样支持此类无线电架构。文中对AD9680系列产品所含DDC的几个技术方面进展了讨论。其中一个方面就是，更高的输入采样带宽允许无线电架构在更高的RF频率下直接采样，并将输入信号直接转换为基带
2、。DDC可使RF采样ADC对此类信号进展数字化，而无需处理大量的数据吞吐量。DDC中的调和谐抽取滤波机制可以用来调整输入频带和滤除干扰频率。在第一局部中我们分析了一个例如，利用DDC中的NCO和抽取滤波来观察DDC中频率折叠和转换效果的影响。如今我们进一步分析抽取滤波，和ADC混叠怎样影响抽取滤波的有效响应。同样，我们将以AD9680为例进展讨论。我们对抽取滤波器响应进展了归一化，使其便于查看和理解，并且可应用于每个速度等级。抽取滤波器响应仅与采样速率成比例。本文的滤波器响应图并没有确切详细地提供插入损耗与频率之间的关系，而是形象地描绘了该滤波器的近似响应情况。通过这些例如可以更好地解析抽取滤
3、波器响应，以便大致解析滤波器通带和阻带所处的位置。如前所述，AD9680具有四个DDC，各含一个NCO，多达四个级联的半带HB滤波器亦称为抽取滤波器，一个可选性6dB增益模块和一个可选复数转实数模块，如图1所示。我们曾在第一局部讨论过，信号首先通过NCO，使输入信号音的频率偏移，然后通过抽取模块，可以选择通过增益模块，和选择通过复数转实数模块。图1.AD9680中的DDC信号处理模块首先我们将讨论在AD9680中使能复数转实数模块时DDC抽取滤波器的情况。这意味着DDC将配置为承受实数输入和产生实数输出。在AD9680中，复数转实数模块会使输入频率自动向上偏移fS/4。图2所示为HB1滤波器的
4、低通响应。这是HB1响应，显示了实数和复数域响应局部。假设要解析滤波器的实际运作，首先要观察滤波器在实数域和复数域内的根本响应，进而可以观察到低通响应。HB1滤波器有一个通带占实数奈奎斯特区的38.5%。还有一个阻带也占实数奈奎斯特区的38.5%，其过渡带占剩余的23%。同样，在复数域，通带和阻带各占复数奈奎斯特区的38.5%共77%，而过渡带占剩余的23%。如图2所示，滤波器是位于实数域和复数域之间的一个镜像。图2.HB1滤波器响应实数域和复数域响应如今我们可以观察到，通过使能复数转实数模块将DDC置为实数形式时会发生什么情况。使能复数转实数模块会导致频域中出现fS/4的偏移。如图3所示，可
5、看到频移和产生的滤波器响应。注意该滤波器响应的实线和虚线。实线和阴影区表示这是fS/4频移后新的滤波器响应产生的滤波器响应不能跨越奈奎斯特边界。虚线用来显示假设未进入奈奎斯特边界本该存在的滤波器响应。图3.HB1滤波器响应DDC实数形式复数转实数模块使能注意，在图2和图3中，HB1滤波器的带宽保持不变。两者之间的区别是fS/4频移和第一奈奎斯特区内的中心频率。然而应注意，在图2中，我们将奈奎斯特区的38.5%用于信号的实数局部，另38.5%用于信号的复数局部。在图3中，复数转实数模块已使能，奈奎斯特区的77%均用于实数信号，而复数域已被丢弃。除了fS/4频移之外，过滤器响应保持不变。还应注意，
6、该转换的一个结果是：抽取率此时等于1。有效采样速率仍然是fS，但奈奎斯特区内仅有77%的可用带宽，而不是整个奈奎斯特区均可用。这意味着，当HB1滤波器和复数转实数模块使能时，抽取率等于1更多信息请参阅AD9680数据手册。下面我们来看看滤波器在不同抽取率即，使能多个半带滤波器的响应，和ADC输入频率混叠对有效的抽取滤波器响应有何影响。图4中的蓝色实线表示HB1的实际频率响应。虚线那么表示因ADC混叠效应所产生的HB1有效混叠响应。由于第二、第三、第四奈奎斯特区的输入频率实际上混叠到ADC的第一奈奎斯特区，因此HB1滤波器响应有效地混叠到这些奈奎斯特区。例如，一个驻留在3fS/4的信号将混叠到第
7、一奈奎斯特区的fS/4。HB1滤波器响应仅驻留在第一奈奎斯特区，并且是ADC混叠导致了HB1的有效响应看起来像是混叠到其他奈奎斯特区，理解这一点非常重要。图4.ADC混叠导致的HB1有效滤波器响应如今我们来讨论HB1+HB2使能的情况。其结果会使抽取率为2。这里的蓝色实线也表示HB1+HB2滤波器的实际频率响应。滤波器通带的中心频率仍是fS/4。HB1+HB2使能将导致可用带宽占奈奎斯特区的38.5%。同样，请注意ADC的混叠效应及其对HB1+HB2滤波器组合的影响。一个出如今7fS/8的信号将混叠到第一奈奎斯特区的fS/8。类似的，一个5fS/8的信号将混叠到第一奈奎斯特区的3fS/8。这些
8、复数转实数模块使能的例如可以从含有HB1+HB2很方便地扩展到含有HB3和HB4滤波器二者或者其中之一。注意，当DDC使能时，HB1滤波器不可旁通，而HB2、HB3和HB4滤波器可选择使能。图5.ADC混叠导致的HB1+HB2有效滤波器响应抽取率=2我们已经讨论了抽取滤波器使能时的实数工作形式，如今我们可以讨论DDC的复数工作形式。仍以AD9680为例。与DDC的实数工作形式类似，这里将展示归一化的抽取滤波器响应。同样，例如滤波器响应图中没有确切说明插入损耗与频率之间的详细关系，而是形象地描绘了该滤波器的近似响应。这样做是为了便于更好地解析ADC混叠怎样影响滤波器响应。在复数形式中使用DDC时
9、，它配置为具有一个复数输出，由实数和复数频域通常称为I和Q构成。回首图2可知，HB1滤波器具有低通响应，通带为实数奈奎斯特区的38.5%。还有一个阻带也占实数奈奎斯特区的38.5%，其过渡带占剩余的23%。同样，在复数域，通带和阻带各占复数奈奎斯特区的38.5%共77%，而过渡带占剩余的23%。当HB1滤波器使能，在复数输出形式下操作DDC时，抽取率等于二，输出采样速率为输入采样时钟的二分之一。扩展图2中的曲线可显示出图6所示的ADC混叠的影响。其中的蓝色实线表示实际滤波器响应，蓝色虚线那么表示因ADC混叠效应所产生的滤波器的有效混叠响应。7fS/8的输入信号将混叠到第一奈奎斯特区的fS/8，
10、使其位于HB1滤波器的通带内。同一信号的复数镜像驻留于7fS/8，并将在复数域混叠到fS/8，使其位于复数域的HB1滤波器通带内。图6.ADC混叠导致的HB1有效滤波器响应抽取率=2复数接下来，我们将讨论HB1+HB2使能的情况，如图7所示。其结果会使得每个I和Q输出的抽取率为4。这里的蓝色实线也表示HB1+HB2滤波器的实际频率响应。HB1+HB2滤波器同时使能将导致每个实数和复数域中的可用带宽为抽取奈奎斯特区的38.5%fS/4的38.5%，其中fS为输入采样时钟。请注意ADC的混叠效应及其对HB1+HB2滤波器组合的影响。一个出如今15fS/16的信号将混叠到第一奈奎斯特区的fS/16。
11、该信号在复数域的15fS/16有一个复数镜像，并将混叠到复数域第一奈奎斯特区的fS/16。同理，这些例如可以以扩展到HB3和HB4均使能的情况。本文中并未显示这些内容，但根据图7所示的HB1+HB2响应很容易推算出来。图7.ADC混叠导致的HB1+HB2有效滤波器响应抽取率=4复数看到所有这些抽取滤波器响应，您的脑海里可能会有这样的问题：我们为什么要抽取？和这样做有什么好处？不同的应用具有不同的要求，而这些要求可以从ADC输出数据的抽取中获利。其中一个原因是要增大RF频带中某段狭窄频带上的信噪比。另一个原因是为了使处理带宽更小，这样可使JESD204B接口的输出通道速率降低，进而便于使用低本钱
12、的FPGA。通过使用全部四个抽取滤波器，DDC可实现处理增益，并使SNR改善达10dB。在表1中，我们可以看到当DDC工作于实数形式和复数形式时，不同的抽取滤波器选择所提供的可用带宽、抽取率、输出采样速率和理想SNR改善情况。表1.DDC滤波器特性(AD9680)关于DDC工作形式的讨论有助于深化解析AD9680中抽取滤波器的实数工作形式和复数工作形式。采用抽取滤波可提供多个好处。DDC可工作于实数形式或者复数形式，允许用户根据特定应用的需求采用不同的接收器拓扑。结合第一局部所述的内容，还有助于讨论采用AD9680的一个真实例如。该例如将综合实测数据和VirtualEval中导出的仿真数据，以
13、便于比拟结果。在此例中我们将采用在第一局部中曾使用的一样条件。输入采样速率为491.52MSPS，输入频率为150.1MHz。NCO频率为155MHz，抽取率设为4由于NCO分辨率，实际NCO频率为154.94MHz。因此，输出采样速率为122.88MSPS。由于DDC进展复数混频，因此分析中包含复数频域。注意，图8中添加了抽取滤波器的响应，以深紫色曲线表示。图8.信号通过DDC信号处理模块抽取滤波NCO偏移后的频谱：1.基频从+150.1MHz下移至4.94MHz。2.基频镜像从150.1MHz开场偏移，并绕回至+186.48MHz。3.二次谐波从191.32MHz下移至36.38MHz。4
14、.三次谐波从+41.22MHz下移至113.72MHz。2倍抽取后的频谱：1.基频位于4.94MHz。2.基频镜像向下转换至59.28MHz，并由HB1抽取滤波器衰减。3.二次谐波位于36.38MHz。4.三次谐波由HB1抽取滤波器衰减。4倍抽取后的频谱：1.基频位于4.94MHz。2.基频镜像位于59.28MHz，并由HB2抽取滤波器衰减。3.二次谐波位于-36.38MHz，并由HB2抽取滤波器衰减。4.三次谐波经过滤波，根本由HB2抽取滤波器完全消除。AD9680-500的实测结果如图9所示。基频位于4.94MHz。基频镜像位于59.28MHz，幅度为67.112dBFS，意味着镜像衰减了
15、大约66dB。二次谐波位于36.38MHz，并衰减了大约10至15dB。三次谐波经过充分滤波，实测结果不高于噪底。图9.信号经过DDC后的FFT复数输出NCO=155MHz，4倍抽取如今可使用VirtualEval来观察仿真结果与实测结果的比照情况。首先，从网站上翻开该工具，并选择要仿真的ADC见图10。VirtualEval工具在ADI网站的VirtualEval下。VirtualEval中的AD9680模型含有一项新开发的功能，允许用户仿真不同的ADC速度等级。由于此例如使用了AD9680-500，所以该功能很重要。VirtualEval加载后，首先提示选择产品类别和产品。注意，Virtu
16、alEval中不仅涵盖高速ADC，而且包含精细ADC、高速DAC和集成/专用转换器这些产品。图10.VirtualEval中的产品类别和选型从产品列表中选择AD9680。这将会翻开AD9680仿真的主页。VirtualEval中的AD9680模型还含有一个框图，详细介绍了ADC模拟功能和数字功能的内部配置。该框图与AD9680数据手册中的框图一样。在此页面的左侧下拉菜单中选择所需的速度等级。对于本例，速度等级选择500MHz，如图11所示。图11.VirtualEval中的AD9680速度等级选择和框图然后，为了执行FFT仿真，必须设定输入条件见图12。回首一下，本例的测试条件包含一个491.
17、52MHz的时钟速率和一个150MHz的输入频率。DDC使能，NCO频率设为155MHz，ADC输入设为Real实数，复数转实数模块(C2R)为Disabled禁用，DDC抽取率设为Four4，DDC中的6dB增益为Enabled使能。这意味着DDC将设为具有实数输入信号和复数输出信号，并且抽取率为4。DDC中的6dB增益使能是为了补偿DDC中混频处理所导致的6dB损耗。VirtualEval每次只能显示噪声或者失真其中一种结果，因此文中列出两个图表，分别用来显示噪声结果图12和失真结果图13。图12.VirtualEval中的AD9680FFT仿真噪声结果图13.VirtualEval中的A
18、D9680FFT仿真失真结果VirtualEval中可显示许多性能参数。该工具可提供基频镜像的位置和各谐波位置，这对于频率规划非常方便。还允许用户查看基频镜像或者任何谐波信号音是否出如今所需的输出频谱内，进而使得频率规划更轻松。VirtualEval仿真得出SNR值为71.953dBFS，SFDR为69.165dBc。但需考虑一下，基频镜像通常不会出如今输出频谱中，假如我们消除杂散信号，那么SFDR为89.978dB假设参考的输入功率是1dBFS，那么为88.978dBc。图14.AD9680FFT测量结果VirtualEval仿真器在计算SNR时不包括基频镜像。请务必调整VisualAnal
19、og?中的设置，忽略测量结果中的基频镜像，以得到正确的SNR。该方法适用于对基频镜像不在所需频带内的情况进展频率规划。SNR的实测结果为71.602dBFS，非常接近于VirtualEval中的仿真结果71.953dBFS。与之类似，实测的SFDR为91.831dBc，非常接近于仿真结果88.978dBc。VirtualEval可以准确地预测硬件行为，表现极为出色。您只需一把舒适的椅子，一杯热茶或者咖啡，即可预测出器件行为。十分是对于带有DDC的ADC如AD9680，VirtualEval可以很好地仿真ADC的各种性能包括镜像和谐波，便于用户进展频率规划，并且尽可能将这些干扰信号保持在频带外。随着载波聚合和直接射频采样得到越来越多的应用，工具箱内备有类似于VirtualEval的工具将会使您的工作得心应手。此类工具可以准确地预测ADC性能，帮助系统设计人员为某些应用如通信系统、军事/航空航天雷达系统和许多其他类型的应用设计进展适当的频率规划。建议您充分利用ADI新一代ADC器件的数字信号处理功能优势。同时建议您使用VirtualEval来规划您的下一个设计，提早设想预期性能。