《开关电源设计步骤(完整版)实用资料.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《开关电源设计步骤(完整版)实用资料.doc（40页珍藏版）》请在taowenge.com淘文阁网|工程机械CAD图纸|机械工程制图|CAD装配图下载|SolidWorks_CaTia_CAD_UG_PROE_设计图分享下载上搜索。
1、开关电源设计步骤（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑 完整版实用资料，欢迎下载）开关电源设计步骤步骤1 确定开关电源的基本参数 交流输入电压最小值umin 交流输入电压最大值umax 电网频率Fl 开关频率f 输出电压VO（V）：已知 输出功率PO（W）：已知 电源效率：一般取80 损耗分配系数Z：Z表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级，Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5步骤2 根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压VFB步骤3 根据u，PO值确定输入滤波电容CIN、直流输入电压最小值VImin 令整流桥的响应时间tc=3ms 根据u，查处CIN值 得到Vim
2、in确定CIN,VImin值u(V)PO(W)比例系数(F/W)CIN(F)VImin(V)固定输入:100/115已知23(23)PO90通用输入:85265已知23(23)PO90固定输入:23035已知1PO240步骤4 根据u，确定VOR、VB 根据u由表查出VOR、VB值 由VB值来选择TVSu(V)初级感应电压VOR(V)钳位二极管 反向击穿电压VB(V)固定输入:100/1156090通用输入:85265135200固定输入:23035135200步骤5 根据Vimin和VOR来确定最大占空比Dmax 设定MOSFET的导通电压VDS(ON) 应在u=umin时确定Dmax值，D
3、max随u升高而减小步骤6 确定初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP，KRP=IR/IPu(V)KRP最小值(连续模式)最大值(不连续模式)固定输入:100/1150.41通用输入:852650.41固定输入:230350.61步骤7 确定初级波形的参数 输入电流的平均值IAVG 初级峰值电流IP 初级脉动电流IR 初级有效值电流IRMS步骤8 根据电子数据表和所需IP值 选择TOPSwitch芯片 考虑电流热效应会使25下定义的极限电流降低10，所选芯片的极限电流最小值ILIMIT(min)应满足：0.9 ILIMIT(min)IP步骤9和10 计算芯片结温Tj 按下式结算：TjI
4、2RMSRDS(ON)+1/2CXT(VImax+VOR) 2 f R25式中CXT是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组分布电容 如果Tj100，应选功率较大的芯片 步骤11 验算IP IP=0.9ILIMIT(min) 输入新的KRP且从最小值开始迭代，直到KRP=1 检查IP值是否符合要求 迭代KRP=1或IP=0.9ILIMIT(min) 步骤12 计算高频变压器初级电感量LP，LP单位为H 步骤13 选择变压器所使用的磁芯和骨架，查出以下参数： 磁芯有效横截面积Sj（cm2），即有效磁通面积。 磁芯的有效磁路长度l（cm） 磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL(H/匝2)
5、 骨架宽带b（mm）步骤14 为初级层数d和次级绕组匝数Ns赋值 开始时取d2（在整个迭代中使1d2） 取Ns=1(100V/115V交流输入)，或Ns=0.6(220V或宽范围交流输入) Ns=0.6(VO+VF1) 在使用公式计算时可能需要迭代 步骤15 计算初级绕组匝数Np和反馈绕组匝数NF 设定输出整流管正向压降VF1 设定反馈电路整流管正向压降VF2 计算NP 计算NF 步骤16步骤22 设定最大磁通密度BM、初级绕组电流密度J、磁芯的气隙宽度，进行迭代。 设置安全边距M，在230V交流输入或宽范围输入时M=3mm，在110V/115V交流输入时M=1.5mm。使用三重绝缘线时M=0
6、 最大磁通密度BM=0.20.3T 若BM0.3T，需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数NP，使BM在0.20.3T范围之内。如BM0.2T，就应选择尺寸较小的磁芯或减小NP值。 磁芯气隙宽度0.051mm40SJ(NP2/1000LP1/1000AL) 要求0.051mm，若小于此值，需增大磁芯尺寸或增加NP值。 初级绕组的电流密度J=(410)A/mm2若J10A/mm2，应选较粗的导线并配以较大尺寸的磁芯和骨架，使J10A/mm2。若J4A/mm2，宜选较细的导线和较小的磁芯骨架，使J4A/mm2；也可适当增加NP的匝数。 确定初级绕组最小直径（裸线）DPm(mm) 确定初级绕组最大外径（
7、带绝缘层）DPM(mm) 根据初级层数d、骨架宽带b和安全边距M计算有效骨架宽带be（mm） be=d(b2M)然后计算初级导线外径（带绝缘层）DPM：DPMbe/NP步骤23 确定次级参数ISP、ISRMS、IRI、DSM、DSm 次级峰值电流ISP(A)ISP=IP(NP/NS) 次级有效值电流ISRMS(A) 输出滤波电容上的纹波电流IRI(A) 波 次级导线最小直径（裸线）DSm(mm) 次级导线最大外径（带绝缘层）DSM(mm) 步骤24 确定V(BR)S、V(BR)FB 次级整流管最大反向峰值电压V(BR)SV(BR)SVO+VImaxNS/NP 反馈级整流管最大反向峰值电压V(B
8、R)FBV(BR)FBVFB+ VImaxNF/NP 步骤25 选择钳位二极管和阻塞二极管步骤26 选择输出整流管步骤27 利用步骤23得到的IRI,选择输出滤波电容COUT 滤波电容COUT在105、100KHZ时的纹波电流应IRI 要选择等效串连电阻r0很低的电解电容 为减少大电流输出时的纹波电流IRI，可将几只滤波电容并联使用，以降低电容的r0值和等效电感L0 COUT的容量与最大输出电流IOM有关 步骤2829 当输出端的纹波电压超过规定值时，应再增加一级LC滤波器 滤波电感L=2.24.7H。当IOM1A时可采用非晶合金磁性材料制成的磁珠；大电流时应选用磁环绕制成的扼流圈。 为减小L
9、上的压降，宜选较大的滤波电感或增大线径。通常L=3.3H 滤波电容C取120F /35V，要求r0很小 步骤30 选择反馈电路中的整流管 步骤31 选择反馈滤波电容 反馈滤波电容应取0.1F /50V陶瓷电容器 步骤32 选择控制端电容及串连电阻 控制端电容一般取47F /10V，采用普通电解电容即可。与之相串连的电阻可选6.2、1/4W，在不连续模式下可省掉此电阻。 步骤33选定反馈电路 步骤34选择输入整流桥 整流桥的反向击穿电压VBR1.252 umax 设输入有效值电流为IRMS，整流桥额定有效值电流为IBR,使IBR2IRMS。计算IRMS公式如下： cos为开关电源功率因数，一般为
10、0.50.7，可取cos0.5 步骤35 设计完毕在所有的相关参数中，只有3个参数需要在设计过程中进行检查并核对是否在允许的范围之内。它们是最大磁通密度BM（要求BM=0.2T0.3T）、磁芯的气隙宽度（要求0.051mm）、初级电流密度J（规定J=410A/mm2）。这3个参数在设计的每一步都要检查，确保其在允许的范围之内。开关电源功率变压器的设计方法1开关电源功率变压器的特性 功率变压器是开关电源中非常重要的部件，它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的。不过在这种功率变压器中实现磁耦合的磁路不是普通变压器中的硅钢片，而是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料
11、，其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗，使之能以最小的损耗和相位失真传输具有宽频带的脉冲能量。 图1（a）为加在脉冲变压器输入端的矩形脉冲波，图1（b）为输出端得到的输出波形，可以看出脉冲变压器带来的波形失真主要有以下几个方面：图1脉冲变压器输入、输出波形（a）输入波形（b）输出波形（1）上升沿和下降沿变得倾斜，即存在上升时间和下降时间；（2）上升过程的末了时刻，有上冲，甚至出现振荡现象；（3）下降过程的末了时刻，有下冲，也可能出现振荡波形；（4）平顶部分是逐渐降落的。这些失真反映了实际脉冲变压器和理想变压器的差别，考虑到各种因素对波形的影响，可以得到如图2所示的脉冲变压器等效
12、电路。图中：Rsi信号源Ui的内阻Rp一次绕组的电阻Rm磁心损耗（对铁氧体磁心，可以忽略）T理想变压器Rso二次绕组的电阻RL负载电阻C1、C2一次和二次绕组的等效分布电容Lin、Lis一次和二次绕组的漏感Lm1一次绕组电感，也叫励磁电感n理想变压器的匝数比，n=N1/N2图2脉冲变压器的等效电路 将图2所示电路的二次回路折合到一次，做近似处理，合并某些参数，可得图3所示电路，漏感Li包括Lin和Lis，总分布电容C包括C1和C2；总电阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是励磁电感，和前述的Lm1相同；RL是RL等效到一次侧的阻值，RL=RL/n2,折合后的输出电压Uo=Uo/n。 经过这样
13、处理后，等效电路中只有5个元件，但在脉冲作用的各段时间内，每个元件并不都是同时起主要作用，我们知道任何一个脉冲波形可以分解成基波与许多谐波的叠加。脉冲的上升沿和下降沿包含着各种高频分量，而脉冲的平顶部分包含着各种低频分量。因此在上升、下降和平顶过程中，各元件（L、C等）表现出来的阻抗也不一样，因此我们把这一过程分成几个阶段来分析，分别找出各阶段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，当输入信号为矩形脉冲时，可以分3个阶段来分析，即上升阶段、平顶阶段和下降阶段。（1）上升阶段对于通常的正脉冲而言，上升阶段即脉冲前沿，信号中包含丰富的高频成分，当高频分量通过脉冲变压器时，在图3所示的等效电路中，
14、C的容抗1/C很小，而Lm1的感抗Lm1很大，相比起来，可将Lm1的作用忽略，而在串联的支路中，Li的作用即较为显著。于是可以把图3所示的等效电路简化成图4所示的等效电路。 图3图2的等效电路 图4图3的简化电路在这个电路中，频率越高，Li越大，而1/C越小，因而高频信号大多降在Li上，输出的高频分量就减少了，可见输入信号Usm前沿中所包含的高频分量就不能完全传输到输出端，频率越高的成分到达输出端越小，结果在输出端得到的波形前沿就和输入波形不同，即产生了失真。要想减小这种波形失真，就要尽量减小分布电容C（应减小变压器一次绕组的匝数）。但又要得到一定的绕组电感量，所以需要用高磁导率的磁心。在绕制
15、上也可以采取一些措施来减小分布电容，例如用分段绕法；为了减小漏感L1，可采用一、二次绕组交叠绕法等。（2）平顶阶段脉冲的平顶包含着各种低频分量。在低频情况下，并联在输出端的3个元件中，电容C的容抗1/C很大，因此电容C可以忽略。同时在串联支路中，Li的感抗Li很小，也可以略去。所以又可以把图3电路简化为图5所示的低频等效电路。信号源也可以等效成电动势为Usm的直流电源。这里可用下述公式表达Uo=(UsmRL)eT/(RsRL)=Lm1(RsRL)RsRL可见Uo为一下降的指数波形，其下降速度决定于时间常数,越大，下降越慢，即波形失真越小。为此，应尽量加大Lm1，而减小Rs和RL,但这是有限的。
16、如果Lm1太大，必然使绕组的匝数很多，这将导致绕组分布电容加大，致使脉冲上升沿变坏。 图5图3的低频等效电路 图6脉冲下降阶段的等效电路（3）下降阶段 下降阶段的信号源相当于直流电源Usm串联的开关S由闭合到断开的阶段，它与上升阶段虽然是相对的过程，但有两个不同；一是电感Lm1中有励磁电流，并开始释放，因此Lm1不能略去；二是开关S断开后，Rs便不起作用，由此得出下降阶段的等效电路，见图6。 一般来说，在脉冲变压器平顶阶段以后，Lm1中存储了比较大的磁能，因此在开关断开后，会出现剧烈的振荡，并产生很大的下冲。为了消除下冲往往采用阻尼措施。2功率变压器的参数及公式2.1变压器的基本参数在磁路中，
17、磁通集中的程度，称为磁通密度或磁感应强度，用B表示，单位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）单位，1T=104GS。另一方面，产生磁通的磁力称为磁场强度，用符号H表示，单位是A/mH=0.4NI/li式中：N绕组匝数I电流强度li磁路长度磁性材料的磁滞回线表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化这一过程的磁特性变化。图7为一典型的磁化曲线。由坐标0点到a点这段曲线称起始磁化曲线。曲线中的一些关键点是十分重要的，BS：饱和磁通密度，Br：剩磁，HC：矫顽磁力。当Br越接近于BS值时，磁滞曲线的形状越接近于矩形，见图8（a），同时矫顽磁力HC越大时，磁滞曲线越宽，这表明这种磁性材料的磁化特性越硬，表明这
18、种材料为硬磁性材料。当Br和BS相差越大，矫顽磁力HC越小时，即磁滞曲线越瘦，表明这种材料为软磁性材料，脉冲变压器的磁心材料应选用软磁性材料，见图8（b）。 图7不带气隙的磁滞回线 图8硬/软磁性材料和磁滞回线（a）硬磁材料(b)软磁材料 如果在磁心中开一个气隙，将建立起一个有气隙的磁路，它会改变磁路的有效长度。因为空气隙的磁导率为1，所以有效磁路长度le为le=liilg式中：li磁性材料中的磁路长度lg空气隙的磁路长度i磁性材料的磁导率对一个给定安匝数，有空气隙磁心的磁通密度要比没有空气隙的磁通密度小。2.2设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度
19、（单位：T）Bm=(Up104)/KfNpSc式中：Up变压器一次绕组上所加电压（V）f脉冲变压器工作频率（Hz)Np变压器一次绕组匝数（匝）Sc磁心有效截面积（cm2）K系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。变压器输出功率可由下式计算（单位：W）Po=1.16BmfjScSo105式中：j导线电流密度（A/mm2）Sc磁心的有效截面积（cm2)So磁心的窗口面积（cm2）3对功率变压器的要求（1）漏感要小 图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。图
20、9双极性功率变换器波形 功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。（2）避免瞬态饱和 一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在BH曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。（3）要考虑温度影响 开
21、关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40考虑，磁心温度可达6080，一般选择Bm=0.20.4T，即20004000GS。（4）合理进行结构设计从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑：漏磁要小，减小绕组的漏感；便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护；便于散热。4磁心材料的选择软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性
22、能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4KR10K，即相对磁导率为400010000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性
23、材料，其Bs为0.5T（即5000GS）左右。开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求：（1）具有较高的饱和磁通密度Bs和较低的剩余磁通密度Br磁通密度Bs的高低，对于变压器和绕制结果有一定影响。从理论上讲，Bs高，变压器的绕组匝数可以减小，铜损也随之减小。在实际应用中，开关电源高频变换器的电路形式很多，对于变压器而言，其工作形式可分为两大类：1）双极性。电路为半桥、全桥、推挽等。变压器一次绕组里正负半周励磁电流大小相等，方向相反，因此对于变压器磁心里的磁通变化，也是对称的上下移动，B的最大变化范围为B=2Bm，磁心中的直流分量基本抵消。2）单极性。电路为单端正激、单端反激等，变压器一次绕组在1个
24、周期内加上1个单向的方波脉冲电压（单端反激式如此）。变压器磁心单向励磁，磁通密度在最大值Bm到剩余磁通密度Br之间变化，见图7，这时的B=BmBr，若减小Br，增大饱和磁通密度Bs，可以提高B，降低匝数，减小铜耗。（2）在高频下具有较低的功率损耗 铁氧体的功率损耗，不仅影响电源输出效率，同时会导致磁心发热，波形畸变等不良后果。 变压器的发热问题，在实际应用中极为普遍，它主要是由变压器的铜损和磁心损耗引起的。如果在设计变压器时，Bm选择过低，绕组匝数过多，就会导致绕组发热，并同时向磁心传输热量，使磁心发热。反之，若磁心发热为主体，也会导致绕组发热。 选择铁氧体材料时，要求功率损耗随温度的变化呈负
25、温度系数关系。这是因为，假如磁心损耗为发热主体，使变压器温度上升，而温度上升又导致磁心损耗进一步增大，从而形成恶性循环，最终将使功率管和变压器及其他一些元件烧毁。因此国内外在研制功率铁氧体时，必须解决磁性材料本身功率损耗负温度系数问题，这也是电源用磁性材料的一个显著特点，日本TDK公司的PC40及国产的R2KB等材料均能满足这一要求。（3）适中的磁导率相对磁导率究竟选取多少合适呢？这要根据实际线路的开关频率来决定，一般相对磁导率为2000的材料，其适用频率在300kHz以下，有时也可以高些，但最高不能高于500kHz。对于高于这一频段的材料，应选择磁导率偏低一点的磁性材料，一般为1300左右。
26、（4）较高的居里温度居里温度是表示磁性材料失去磁特性的温度，一般材料的居里温度在200以上，但是变压器的实际工作温度不应高于80，这是因为在100以上时，其饱和磁通密度Bs已跌至常温时的70。因此过高的工作温度会使磁心的饱和磁通密度跌落的更严重。再者，当高于100时，其功耗已经呈正温度系数，会导致恶性循环。对于R2KB2材料，其允许功耗对应的温度已经达到110，居里温度高达240，满足高温使用要求。5开关电源功率变压器的设计方法5.1双极性开关电源变压器的计算设计前应确定下列基本条件：电路形式,开关工作频率,变压器输入电压幅值,开关功率管最大导通时间,变压器输出电压电流,输出侧整流电路形式，对
27、漏感及分布电容的要求，工作环境条件等。（1）确定磁心尺寸1）求变压器计算功率PtPt的大小取决于变压器输出功率及输出侧整流电路形式：全桥电路，桥式整流：Pt=(11/n)Po半桥电路，双半波整流：Pt=(1/n)Po推挽电路，双半波整流：Pt=(/n)Po式中：Po=UoIo，直流输出功率。Pt可在（22.8）Po范围内变化，Po及Pt均以瓦（W）为单位。n=N1/N2,变压匝数比。2）确定磁通密度BmBm与磁心的材料、结构形式及工作频率等因素有关，又要考虑温升及磁心不饱和等要求。对于铁氧体磁心多采用0.3T（特斯拉）左右。3）计算磁心面积乘积SpSp等于磁心截面积Sc（cm2）及窗口截面积S
28、o（cm2）的乘积，即Sp=ScSo=(Pt104)/4BmfKwKj1.16(cm4)式中：Kw窗口占空系数，与导线粗细、绕制工艺及漏感和分布电容的要求等有关。一般低压电源变压器取Kw=0.20.4。Kj电流密度系数，与铁心形式、温升要求等有关。对于常用的E型磁心，当温升要求为25时，Kj=366；要求50时，Kj=534。环型磁心，当温升要求为25时，Kj=250;要求50时，Kj=365。由Sp值选择适用于或接近于Sp的磁性材料、结构形式和磁心规格。（2）计算绕组匝数1）一次绕组匝数：N1=(Up1ton102)/2BmSc(匝)式中：Up1一次绕组输入电压幅值（V）ton一次绕组输入电
29、压脉冲宽度（s）2）二次绕组匝数：N2=(Up2N1）/Up1（匝）Ni=(UpiN1）/Up1(匝)式中：Up2Upi二次绕组输出电压幅值（V）（3）选择绕组导线导线截面积Smi=Ii/j(mm2)式中：Ii各绕组电流有效值（A）j电流密度j=KjSp0.14102(A/mm2)（4）损耗计算1）绕组铜损Pmi=Ii2Rai(W)式中：Rai各绕组交流电阻（），Ra=KrRd，Rd导线直流电阻，Kr趋表系数,Kr=(D/2)2/(D),D圆导线直径（mm），穿透深度（mm），圆铜导线=66.1/f0.5（f：电流频率，Hz）变压器为多绕组时，总铜损为Pm=Ii2Rai(W)2）磁心损耗Pc=
30、PcoGc式中：Pco在工作频率及工作磁通密度情况下单位质量的磁心损耗（W/kg）Gc磁心质量（kg）3）变压器总损耗Pz=PmPc（W）（5）温升计算变压器由于损耗转变成热量，使变压器温度上升，其温升数值与变压器表面积ST有关ST=式中：Sp磁心面积乘积（cm4）KS表面积系数，E型磁心KS=41.3，环型磁心KS=50.95.2单极性开关电源变压器的计算设计前应确定下列基本条件：电路形式，工作频率，变换器输入最高和最低电压，输出电压电流，开关管最大导通时间，对漏感及分布电容的要求，工作环境条件等。（1）单端反激式计算1）变压器输入输出电压一次绕组输入电压幅值UP1=UiU1式中：Ui变换器
31、输入直流电压（V）U1开关管及线路压降（V）二次绕组输出电压幅值UP2=U02U2UPi=U0iUi式中：U02U0i直流输出电压（V）U2Ui整流管及线路压降（V）2）一次绕组电感临界值(H)式中：n变压器匝数比n=tonUp1/toffUp2ton额定输入电压时开关管导通时间（s）toff开关管截止时间（s）T开关电源工作周期（s），T=1/f，f：工作频率（Hz）Po变压器输出直流功率（W）通常要求一次绕组实际电感Lp1Lmin3)确定工作磁通密度单端反激式变压器工作在单向脉冲状态，一般取饱和磁通密度值（Bs）的一半，即脉冲磁通密度增量Bm=BS/2(T)4）计算磁心面积乘积Sp=392
32、Lp1Ip1D12/Bm(cm4)式中：Ip1一次绕组峰值电流Ip1=2Po/Up1minDmax(A)式中：Up1min变压器输入最低电压幅值（V）Dmax最大占空比，Dmax=tonmax/TD1一次绕组导线直径（mm），由一次绕组电流有效值I1确定，单向脉冲时I1=Ip1（ton/T）0.55）空气隙长度lg=0.4Lp1Ip12/Bm2SC(cm)6）绕组匝数计算一次绕组，有气隙时N1=Bmlg104/0.4Ip1(匝)无气隙时(匝)式中：LC磁心磁路长度（cm）e磁心有效磁导率，由工作的磁通密度和直流磁场强度及磁性材料决定，查阅磁心规格得出。二次绕组N2=Up2(1Dmax)/Up1
33、minDmaxN1Ni=Upi(1Dmax)/UpiminDmaxN1（2）单端正激式计算单端正激式电路工作的特点是一、二次绕组同时工作，另加去磁绕组，因此计算方法与双极性电路类似。1）二次绕组峰值电流等于直流输出电流，即IP2=I022）二次绕组电压幅值开关电源功率变压器的设计方法Up2=(Uo2U2)/D(V)式中：Uo2输出直流电压（V）U2整流管及线路压降（V）D额定工作状态时的占空比D=ton/T3）变压器输出功率P2=(DUp2Ip2)(W)式中：Up2变压器输出电压幅值（V）Ip2二次绕组峰值电流（A）4）确定磁心体积Ve=(12.5P2103)/f(cm3)式中：计算系数，工作
34、频率f=3050kHz时，=0.3由Ve值选择接近尺寸的磁心。5）一次绕组匝数N1=(Up1ton102)/f(匝)式中：Up1变压器输入额定电压幅值（V）6）二次绕组匝数N2=(Up2/Up1)N1Ni=UpiN1/Up17）去磁绕组匝数NH=N18）绕组电流有效值二次侧：I2=Ip2一次侧：I1=Up2I2/Up1去磁：IH=(510)I1上述仅是常规计算方法，由于所选用材料及工艺的不同，有些数据应做相应的调整。还应做漏感、分布电容、温升及窗口校核等计算，这些计算较繁琐，经验性较强，必要时请阅专著。作者简介张乃国 男 1937年生,清华大学副教授。于1959年（22岁）编著小型变压器的设计
35、与制作一书，受到读者欢迎，两次重印，1965年出修订本。1988年又主编出版小功率电源变压器一书，选作电工电子技术人员培训及晋升职称参考用书。曾发表多篇有关电子变压器的论文。现任本杂志执行主编（来信请寄本刊编辑部）。 收稿日期：1999.8.6 定稿日期：1999.11.20网上服务如对本文有什么意见或建议，请发电子邮件：sunlanepub.xaonline 开关电源的EMC设计开关电源因体积小、功率因数较大等优点,在通信、控制、计算机等领域应用广泛。但由于会产生电磁干扰,其进一步的应用受到一定程度上的限制。本文将分析开关电源电磁干扰的各种产生机理,并在其基础之上,提出开关电源的电磁兼容设计
36、方法。开关电源的结构如图1所示。首先将工频交流整流为直流,再逆变为高频,最后再经整流滤波电路输出,得到稳定的直流电压。电路设计及布局不合理、机械振动、接地不良等都会形成内部电磁干扰。同时,变压器的漏感和输出二极管的反向恢复电流造成的尖峰,也是潜在的强干扰源。 图1 AC/DC开关电源基本框图1 开关电路开关电路主要由开关管和高频变压器组成。开关管及其散热片与外壳和电源内部的引线间存在分布电容,它产生的du/dt具有较大幅度的脉冲,频带较宽且谐波丰富。开关管负载为高频变压器初级线圈,是感性负载。当原来导通的开关管关断时,高频变压器的漏感产生了反电势E=-Ldi/dt,其值与集电极的电流变化率成正
37、比,与漏感成正比,迭加在关断电压上,形成关断电压尖峰,从而形成传导干扰。 整流电路的整流二极管输出整流二极管截止时有一个反向电流,其恢复到零点的时间与结电容等因素有关。它会在变压器漏感和其他分布参数的影响下产生很大的电流变化di/dt,产生较强的高频干扰,频率可达几十兆赫兹。 杂散参数由于工作在较高频率,开关电源中的低频元器件特性会发生变化,由此产生噪声。在高频时,杂散参数对耦合通道的特性影响很大,而分布电容成为电磁干扰的通道。2外部干扰源可以分为电源干扰和雷电干扰,而电源干扰以“共模”和“差模”方式存在。同时,由于交流电网直接连到整流桥和滤波电路上,在半个周期内,只有输入电压的峰值时间才有输
38、入电流,导致电源的输入功率因数很低(大约为0.6。而且,该电流含有大量电流谐波分量,会对电网产生谐波“污染”。EMC产生电磁干扰有3个必要条件:干扰源、传输介质、敏感设备,EMC设计的目的就是破坏这3个条件中的一个。针对于此,主要采取的方法有:电路措施、EMI滤波、屏蔽、印制电路板抗干扰设计等。1软开关是在硬开关基础上发展起来的一种基于谐振技术或利用控制技术实现的在零电压/电流状态下的先进开关技术。软开关的实现方法是:在原电路中增加小电感、电容等谐振元件,在开关过程前后引入谐振,消除电压、电流的重叠。图2给出了一种使用软开关技术的基本开关单元。 图2 降压斩波器中的基本开关单元2在开关控制电源
39、的输入部分加入缓冲电路(见图3,其由线性阻抗稳定网络组成,用于消除电力线干扰、电快速瞬变、电涌、电压高低变化和电力线谐波等潜在的干扰。缓冲电路器件参数为D1为MUR460,R1=500,C=6nF,L=36mH,R=150。 图3 缓冲电路3 EMI在开关电源输入和输出电路中加装EMI滤波器,是抑制传导发射的一个很有效方法。其参数主要有:放电电阻、插入损耗、Cx电容、Cy电容和电感值。其中,插入损耗是滤波器性能的一个关键参数。在考虑机械性能、环境、成本等前提下,应该尽量使插入损耗大一些。用共模、差模干扰的测量结果与标准限值,加上适当的裕量可得到滤波器的插入损耗IL。ILCM(dB=Vcm(dB
40、-Vlimt(dB-3(dB+M(dB (1ILDM(dB=VDM(dB-Vlimt(dB-3(dB+M(dB (2式中,3dB表示在分离共模、差模传导干扰的测试过程中测试结果比实际值大3dB;M(dB表示设计裕量,一般取6dB;Vlimit(dB为相关标准如CISPR,FCC等规定的传导干扰限值。 图4是220V/50Hz交流输入的开关电源交流侧EMI滤波器的电路。Cy=3300pF,L1、L2=0.7mH,它们构成共模滤波电路,抑制0.530MHz的共模干扰信号。Cx=0.1F,L3、L4=200500H,采用金属粉压磁芯,与L1/L2、Cx构成L-N端口间低通滤波器,用于抑制电源线上存在
41、的0.15 0.5MHz差模干扰信号。R用于消除可能在滤波器中出现的静电积累。图4 开关电源交流侧EMI滤波器电路图5是开关电源的直流输出侧滤波电路,它由共模扼流圈L1、L2,扼流圈L3和电容C1、C2组成。为了防止磁芯在较大的磁场强度下饱和而使扼流圈失去作用,磁芯必须采用高频特性好且饱和磁场强度大的恒磁芯。 图5 支流侧滤波电路4开关电源干扰频谱集中在30MHz以下的频段,直径r/2,主要是近场性质的电磁场,且属低阻抗场。可用导电良好的材料对电场屏蔽,而用导磁率高的材料对磁场屏蔽。此外,还要对变压器、电感器、功率器件等采取有效的屏蔽措施。屏蔽外壳上的通风孔最好为圆形,在满足通风的条件下,孔的
42、数量可以多,每个孔的尺寸要尽可能小。接缝处要焊接,以保证电磁的连续性。屏蔽外壳的引入、引出线处要采取滤波措施。对于电场屏蔽,屏蔽外壳一定要接地。对于磁场屏蔽,屏蔽外壳不需接地。5 PCB敏感线路主要是指控制电路和直接与干扰测量设备相连的线路。要降低干扰水平,最简单的方法就是增大干扰源与敏感线路的间距。但由于受电源尺寸的限制,单纯的增大间距并非解决问题的最佳途径,更为合理的方法是根据干扰电场的分布情况将敏感线路放在干扰较弱的地方。PCB抗干扰布局设计流程如图6所示。 图6 PCB抗干扰布局设计流程开关电源控制环路如何设计发布时间：2021-4-11 11:01:22访问：195副标题：摘要： 1
43、. 绪论在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。2. 基本控制环概念2.1 传输函数和博得图系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们