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1、浙江海洋学院本科生毕业论文一种BUCK型开关电源的研究与设计Xxx(浙江海洋学院 机电工程学院，浙江 舟山 316000)摘 要虽然开关电源起步比较晚，但是在近几十年电力电子技术飞速发展的推动下，使得开关电源的到了飞速的发展。由以前几十千HZ的频率到现在的几百千HZ，由以前得低效率到现在的高效率（最高可以达到95%），开关电源的功率也在不断的加大。这些变化使得开关电源在邮电通讯、仪表仪器、工业设备、医疗器械、家用电器等等领域应用十分广泛。论文在研究开关电源发展现状及趋势的基础上，参考TOP221P在开关电源中的应用，分析了三种基本的拓扑结构芯片的工作原理，说明了高频变压器的设计方法。最终提出了
2、基于TOP221P以及PC817A的BUCK型开关电源的设计。关键词：开关电源；TOP221P；拓扑结构；变压器AbstractAlthough switching power supply started quite late, but in recent decades, power electronic technology rapid development, makes the retreat move of switch power supply to rapid development. By previously dozens of thousands of hundreds
3、of thousands HZ to now HZ, by previously gets lower efficiency to the present high efficiency (up to 95%), switching power supply power is also in constant increase. These changes make switching power supply in telecommunications, instrument, industrial equipment, medical equipment, household applia
4、nces etc widely used.Based on the research on modern power supply technology, the reference in the application of switch power supply TOP221P . Analysis of these three basic topological structure and working principle of the chip. Explains the design method of the high frequency transformer. And the
5、n the paper puts forward the TOP221P and the BUCK PC817A based on the type of switch power design. Keywords: switch power;TOP221P; Topological structure; transformer21目录一、 绪论11.1、开关电源的研究背景与意义11.2开关电源的发展趋势1二、开关电源的基本拓扑结构42.1 BUCK开关型调整器42.1.1 BUCK调整器的基本工作方式52.1.2 BUCK调整器的主要电流波形62.2 BOOST开关调整器拓扑62.2.1 B
6、OOST开关调整器的基本原理62.2.2 BOOST调整器的不连续工作模式72.2.3 BOOST调整器的连续工作模式82.3 BUCK-BOOST型拓扑结构102.3.1 BUCK-BOOST型拓扑结构的工作过程分析102.3.2电流连续相关的各种工作模式102.3.3 电压增益比11三、开关电源中的高频变压器设计123.1 设计概述123.2 磁芯的几何尺寸确定123.3 变压器初级绕组匝数及电感量的独立设计133.4 开关电源变压器简略设计的步骤14四、基于TOP221P以及PC817A的开关电源设计164.1 TOPSwitch器件简介164.1.1 封装形式164.1.2 性能特点1
7、74.1.3 TOPSwitch-的工作原理174.2电源设计18结论21致谢22参考文献23一、 绪论1.1、开关电源的研究背景与意义开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通与关断的时间比率，从而维持输出电压稳定的一种电源。它从上个世纪90年代以来相继进入了各种电子及电器设备领域。计电子检测设备、控制设备以及计算机等电源都已广泛的使用了开关电源。正是因为其高效节能所带来的巨大经济效益，使得开关电源引起了社会各界的重视并得到了迅速的发展。其实，就源头而言，开关电源已经有着40多年的发展历史。但由于技术的限制，早期的开关电源并没有受到人们的青睐。过低的效率以及过高的成本，一直是压在开关
8、电源发展上的两座大山。自70年代开始，各种分立元件“各自为政”，多种开关电源也应运而生，可无一例外的，均受限效率太低、开关频率太低、电路复杂度过高以及相对昂贵的成本。真正的发展应当是70年代以后。自1947年的第一只晶体管的出现和1958年的第一块集成电路的发明到现在的半个世纪里，依据摩尔定律，集成电路得到了迅猛的发展。随着集成电路设计与制造技术的进步，实现了将驱动、保护、控制、检测电路封装在一个模块内，从而减小了外部的焊接、连线，大大提高了系统的稳定性。也正是因为集成化、模块化的发展为实现电源的小体积、高可靠性带来了可能，各种开关电源的专用芯片也大量问世。开关电源更是逐渐被应用于通信、计算机
9、等各个领域之中。之后，随着微电子技术的不断更新进步，集成度更高，功能更强大的大规模集成电路相继问世，使集成电路技术有了明显的提高，同时又一次为开关电源的发展提供了广阔的空间。更使得诸如便携式通信产品之类曾经的奢侈品日益走进了人们的生活，显而易见的便是手机、笔记本电脑的普及。另一方面，高新技术对系统的稳定性及成本提出了更高的要求，所以SOC（系统单片集成）的概念被提出，即要求系统的功能可以再制作芯片上的功能块完成。同时，如果减小电源体积、提高电源频率以及体积减小、频率提高以后的后续问题，也成为了开关电源进一步发展路上必须要克服的问题。便携式电子设备大多采用单电池供电，但电池放电的特性曲线不平坦，
10、负载上得到的电压岁电池使用时间下降，这也影响了整个系统的系能。在便携式通信及计算机产品电路设计中，为平衡功耗、速度以及噪声等特性，通常采用电压供电技术。为了获得稳定的输出电压，便在电池和负载之间介入一个或多个电压调整器。随着电子产品在电子领域所占份额的增长，电源集成电路产业正在以惊人的速度发展，目前已成为IC产业中最热门的研究和生产方向之一。就在几年前，国内电源市场还处于被国外品牌占据的情况，然而随着国内的技术进步以及生产规模的扩大，进口中小功率模块电源已快速被国产产品所替代。在此前提下，开关电源的研究更显得意义重大。1.2开关电源的发展趋势 随着电子设备的飞跃发展，电子系统的心脏电源也得到了
11、迅速的发展，对其的要求也越来越高。如今电子产品的故障中，大约有60%都是由电源引起的。毫不夸张的说，电源的性能优劣直接关系着电子设备能否能安全有效的工作。就目前而言，移动信息设备（如手机、掌上电脑、数码相机等）的普及程度就往年有了很大的提升，在将来的一段时间内，其市场依旧看好，发展趋势同样明朗。而作为其核心设备的电源，自然也会有一个持续的发展。对其电源系统来说，需要综合考虑成本、体积、噪声、效率等多方面因素。基于这些设计要求，目前在移动信息设备中，通常以线性稳压电源（LDO）和开关电源（SMPS）来实现电源的供给和转换。线性稳压电源具有成本低、体积小、外围电路简洁、结构简单、噪声低等优点，但它
12、难以得到广泛的应用，原因是其串接晶体管的高损耗使它的效率随输入和输出之间电压差的增大而减小，同时它只具备降压功能。同线性稳压器相比，开关电压稳压器具有更高的转换效率，因此在移动便携式设备中得到了广泛的应用。随着技术的进步，开关电源朝着高频化、高可靠、高稳定、低噪声、抗干扰和实现模块化方向发展。1、高频化：由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各在开关电源制造商都致力同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs）下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关
13、电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对联高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。 2、专用化：就通信电源等大功率系统而言，采用集成开关控制器和新型高速开关器件，改善二次整流管的损耗、变压器电容器小型化，从而达到最佳的效率。对于小型便携式电子设备，则主要是单片集成开关电源的形式，采用新型的控制方式和电路结构来减小器件体积、减小待机功耗，提供低输出电压、
14、高输出电流以适应微处理器和便携式电子设备等产品电源系统的供电要求。3、高可靠：开关电源比线性电源使用的元器件多数十倍，因此降低了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器、开关管及高频变压器等决定电源的寿命。追求寿命的延长要从设计方面着手，而不是依赖使用方。美国德州仪器（TI）、安森美（Onsemi）、等公司通过降低结温、减少器件的电应力、降低运行电流等措施使其DC/DC开关电源最新的系列产品的可靠性大大提高，产品平均无故障工作时间高达10万小时以上。4、抗电磁干扰：当开关电源在高频下工作时，噪声通过电源线产生对其它电子设备的干扰，世界各国已有抗电磁干扰的规范或标准，如美国的FCC，德国的VD
15、C等，研究开发抗电磁干扰的开关电源日益显得重要。5、低噪声：与线性电源相比，开关电源的一个缺点是噪声大，单纯追求高频化，噪声也随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以高频化，又可以降低噪声。但谐振转换技术也有难点，如很难准确控制开关频率、谐振时增大了器件负荷、场效应管的寄生电容容易引起短路损耗、元件热应力转向开关管等问题难以解决。6、模块化：模块化是开关电源发展的总体趋势，可以用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化，其噪声也必将随着增大，而用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又
16、可降低噪声，但部分谐振转换技术实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，使得多项技术得以实用化。电力电子技术的不断创新，开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。二、开关电源的基本拓扑结构随着PWM技术的日益发展和完善，开关电源凭借其高性价比开拓了市场，得到了广泛的应用。开关电源的电路拓扑结构很多，常用的有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。其中，在半桥电路中，变压器初级在整个周期中都有电流流过，磁芯利用充分，且没有偏磁的问题，所使用的功率开关管耐压要求也较
17、低，开关管的饱和压降减少到了最小，对输入滤波电容使用电压要求也较低。由于以上诸多原因，半桥式变换器在高频开关电源设计中得到广泛的应用。 开关电源常用的基本拓扑约有14种。如：BUCK开关型调整器拓扑 、BOOST开关调整器拓扑 、反极性开关调整器拓扑 、推挽拓扑 、正激变换器拓扑 、双端正激变换器拓扑 、交错正激变换器拓扑 、半桥变换器拓扑 、全桥变换器拓扑 、反激变换器 、电流模式拓扑和电流馈电拓扑 、SCR振谐拓扑 、CUK变换器拓扑 等。每种拓扑都有其自身的特点和适用场合。一些拓扑适用于离线式(电网供电的)AC/DC变换器。其中有些适合小功率输出(200V)或者多组(45组以上)输出场合
18、有的优势；有些在相同输出功率下使用器件较少或是在器件数与可靠性之间有较好的折中。较小的输入/输出纹波和噪声也是选择拓扑经常考虑的因素。一些拓扑更适用于DC/DC变换器。选择时还要看是大功率还是小功率，高压输出还是低压输出，以及是否要求器件尽量少等。另外，有些拓扑自身有缺陷，需要附加复杂且难以定量分析的电路才能工作。因此，要恰当选择拓扑，熟悉各种不同拓扑的优缺点及适用范围是非常重要的。以下着重介绍BUCK开关调整器以及BOOST开关调整器。2.1 BUCK开关型调整器串接晶体管的笨重的工频变压器以及高功耗使得线性调整器在现代电子应用中逐渐失去了重要地位。同时，高功耗串接元件所需的大体积储能电容和
19、大散热片增大了线性调整器的体积。随着电子技术的发展，电路的集成化使得电路系统的体积更小。一般的线性调整器输出负载的功率密度仅为0.20.3W/in3，已不能满足电路系统小型化的要求。而且，数字储存系统需要足够长的保持时间，这也是线性电源所不能够提供的。取代线性调整器的开关型调整器早在20世纪60年代就开始应用。一般的，这些新的开关电源使用开关晶体管将输入直流电压斩波成方波。方波由占空比调节，并通过低通输出功率滤波得到直流输出电压。目前高频开关电源的功率密度可达20W/in3，而且可以获得与输入隔离的多组输出。它们无需工频变压器，效率达到75%95%。有些DC/DC变换器功率密度可高达50W/i
20、n3。滤波器一般采用输出电容和电感。通过调节占空比，可以控制经过输出电容滤波的电压平均值。方波脉冲经过低通滤波器滤波后得到的直流输出电压等于方波脉冲的平均值。BUCK开关型调整器典型的拓扑及其波形如图2.1所示。使用合适的LC滤波器可将方波脉冲平滑成无纹波直流输出，其值等于方波脉冲的平均值。整个电路采用输出负反馈，通过检测输出电压并结合负反馈控制占空比，稳定输出电压不受输入网压和负载变化的影响。2.1.1 BUCK调整器的基本工作方式BUCK调整器的基本电路如图2.1所示。晶体管Q1与直流输入电压Vdc串联，通过Q1的硬开通和硬关断，在V1处产生方波电压。采用恒频控制方式，占空比可调，Q1导通
21、时间为Ton，Q1导通时，V1点电压为Vdc（设Q1导通，降压为零），电流通过串接电感L0流入输出端。Q1关断时，电感L0产生反电动势，使V1点电压迅速下降到零，并变负值直至被二极管D1（也称续流二极管）钳位于-0.8V。设此刻二极管D1压降也为零，则V1点电压波形为矩形波，如图2.1（b）所示，Ton时段电压为Vdc，其余时段电压为零。该方波的电压平均值为VdcTon/T。L0C0滤波器接于V1和V0之间，它使输出点V0成为幅值等于VdcTon/T的无尖峰无纹波的直流电压。采用电阻R1和R2检测输出电压V0，并将其输入误差放大器（EA）与参考电压Vref进行比较。被放大的误差电压Vea被输入
22、到脉宽调制器（电压比较器）PWM。PWM比较器的另一个输入是周期为T的锯齿波，如图1,4（a）所示，其幅值一般为3V。PWM电压比较器产生矩形波脉冲，即图2.1（c）中的Vwm，它从锯齿波起点开始到锯齿波与误差放大器输出电压交点结束。因此，PWM输出的脉冲宽度Ton与误差放大器输出电压成比例。PWM脉冲输入到电流放大器并以负反馈方式控制开关管Q1的通断。其逻辑关系是：若输入电压Vdc稍升高，则EA输出电压Vea将降低使锯齿波与Vea交点提前，Q1导通时间Ton缩短使输出电压V0=VdcTon/T保持不变。同理，若Vdc下降，则导通时间Ton正比的延长使V0保持不变。Q1导通时间的改变使采样电压
23、总是等于参考电压，即V0R2/（R2+R1）=Vref。 图2.1 BUCK开关调整器典型的拓扑及其主要波形2.1.2 BUCK调整器的主要电流波形相对于线性调整器，开关调整技术的最大优势在于功率回路中的线性元件损耗非常小。在开关型调整器中，开关管要么完全导通（只有非常小的功率），要么完全关断（功耗可以忽略）。BUCK调整器就是一个很好的例子，它的内部损耗非常小，因此具有较高的功率转换效率。要想完全精确地了解电路的工作特点，有必要先了解整个电路的电流和电压的波形、幅值和工作时间。这里详细分析一个周期的工作波形，从Q1完全导通后开始。为便于分析，假设所有元件都是理想的，而且电路稳定工作，输入电压
24、和输出电压恒定。Q1导通时，V1点的电压等于电源电压Vdc。由于V0低于Vdc，电感L0承受的电压为（Vdc-V0）。由于电感上的电压恒定，所以流过电感的电流线性上升，其斜率为di/dt=(Vdc-V0)/L0(此时电感电流的波形为加在阶跃波顶部的一个斜坡，如图2.1（d）所示。Q1关断时，V1点的电压迅速降到零，这是因为电感的电流不能突变，电感产生反电动势以维持原来建立的电流，若未接二极管D1，则V1点电压会变得很负以保持L0上的电流方向不变。但此时D1导通，将电感L0前断电压钳位于比地电位低一个二极管的导通压降。此时电感上的电压极性反相，流过电感和二极管的电流线性下降，Q1关断过程结束时，
25、电流下降到初始值。详细的描述如下：当Q1关断时，电流I2（关断前流过Q1、L0、输出电容C0和负载）转移流向二极管D1、L0、输出电容和负载，如图2.1（e）所示。此时电感L0上的电压极性反相，幅值为（V0+1），电感中的电流以di/dt=(V0+1)/L0的斜率线性下降，波形是下降的阶梯斜坡，如图2.1（e）所示。在稳定运行状态下，Q1关断时间结束时，电感L0的电流下降到I1，并仍然流过二极管D1、L0、输出电容和负载。此时Q1再一次导通，它的电流逐渐取代二极管D1的正向电流。当Q1上的电流上升到I1时，二极管D1的电流降到零并关断，V1点的电压近似上升到Vdc，使D1反偏截止。因为Q1是硬
26、开通，这个开通的过程非常快。这样，电感L0上的电流是Q1导通时的电流（如图2.1（d）所示）和Q1关断时D1的电流（如图2.1（e）所示）之和，即图2.1（f）中的电流IL0，该电流包含直流分量和以输出电流I0为中点的三角波纹波分量（I2-I1）。因此可推断图2.1（d）和图2.1（e）中波形斜坡的中点的电流值就是直流输出电流I0。随着输出电流I0的改变，图2.1（d）和图2.1（e）中的斜坡中点也会变化，但斜坡的斜率不变。Q1导通时，电感L0的斜坡斜率始终为（Vdc-V0)/L0；Q1关断时，其斜率始终为（V0+1）/L0。因为电感电流纹波的峰-峰值与输出电流平均值无关，当I0减小使图2.1
27、（d)和图2.1（e）中的电流纹波谷值达到零时（此时的输出电流称为临界负载电流），电路的特性将发生很大的变化。2.2 BOOST开关调整器拓扑2.2.1 BOOST开关调整器的基本原理图2.1所示的BUCK调整器的缺陷是它只能将较高的电压降为较低的电压，因此BUCK调整器通常也称为降压调整器。图2.2所示的BOOST调整器是将较低的未调整输入电压升为较高的调整输出电压，该电路称为升压调整器或升压电感变换器。其工作电路如下所示：图2.2 BOOST调整器及其主要波形 图2.2 BOOST调整器及其主要波形。Q1关断时，L1的极性颠倒；将Q1导通时,L1 存储的能量经D1更高电压释放给输出负载在V
28、dc和开关管Q1之间串接电感L1。当Q1导通时，电流从电感L1的下端流入Q1。当Q1关断时，电流从电感L1的下端通过整流二极管D1输送给输出电容C0及负载。假设输出电压和电流已建立，电路已稳定运行，当Q1导通时（Ton），二极管反偏截止，L1的电流线性上升达到峰值Ip=VdcTon/L1。由于在Q1导通时段输出电流完全由C0提供，所以C0应选得足够大，以使在Ton时段向负载供电时，其电压降最小并满足要求。Q1关断时，由于电感电流不能突变，L1的电压极性颠倒，L1异名端电压相对同名端为正。L1同名端电压为Vdc，且L1经D1向C0充电，使C0两端电压（泵升电压）高于Vdc。此时电感储能给负载提供
29、电流，并补充C0单独向负载供电时损失的电荷。Vdc在Q1关断时段也向负载提供能量。输出电压的调整是通过负反馈环控制Q1导通时间实现的。若直流负载电流上升，则导通时间会自动增加，为负载提供更多能量。若Vdc下降而Ton不变，则峰值电流即L1的储能会下降，导致输出电压下降。但负反馈环检测到电压的下降，并通过增大Ton来维持输出电压恒定。2.2.2 BOOST调整器的不连续工作模式BOOST调整器有两个非常不同的工作模式，这些工作模式与电感的状态有关。如果一个周期结束时，电感电流已降到零，则工作于不连续模式。如果一个周期结束时，电感电流没有降到零，则工作于连续模式。在不连续工作模式中，电感的能量在Q
30、1关断时完全传递给输出端。当Q1导通时，L1的电流线性上升到达峰值Ip=VdcTon/L1。因此能量储存在L1中，导通期间结束时，储存的能量为 (2.1)若Q1下次导通之前，流过D1的电流已下降到零，则认为上次Q1导通时存储于L1（式（2.1）的能量已释放完毕，电路工作于不连续模式。一定时间T内，输送到负载的能量E称为功率。若E的单位为焦耳，T的单位为秒，则功率的单位为瓦特。所以如果每周期一次性地将式（2.1）确定的所有能量都传递到负载，则只从L1传递到负载的功率（假设传递效率为100%）就有 (2.2)而在Q1关断期间（图2.2中Tr时段），L1的电流线性下降到零，同样的电流由Vdc提供，并
31、流经L1和D1给负载提供能量Pdc，其值为Tr时段的平均电流乘以占空比Vdc，即 (2.3)输送到负载的总功率为 （2.4）将Ip=VdcTon/L1代入公式（2.4）得 （2.5） 为保证L1的电流在Q1下次导通之前已下降到零，令（Ton+Tr）=kT，其中k1,则 若设输出电压为V0，输出负载电阻为R0，则有或 （2.6）因此，负反馈环将根据式（2.6）对输入电压变化和负载变化进行调整，以保持输出稳定。如果Vdc和R0下降或上升，则反馈环会增大或减小Ton来保持V0恒定。2.2.3 BOOST调整器的连续工作模式若电流在关断时间结束时还未下降到零，则由于电感电流不能突变，Q1下次导通时电流
32、上升会有一个阶梯。Q1和D1上的电流将呈典型的阶梯斜坡形状，如图1.11所示。此时电路工作于连续模式，因为在一个工作周期里电感电流始终大于零。假设反馈环能控制输出电压恒定，则当R0或Vdc减小时，反馈环会增加Q1导通时间Ton，以保持输出电压恒定。当负载电流增加，R0或Vdc持续减小，则可能使Ton增大，到下次导通之前Q1和D1电流仍未降低到零，如图2.2和图2.3所示，此时电路进入连续工作模式。能使不连续模式下反馈环稳定工作的误差放大电路，不一定能使连续模式下的反馈环稳定，并会产生振荡。反馈环理论分析认为，连续工作模式时BOOST电路的传递函数存在右半平面零点。稳定有右半平面零点的反馈环的唯
33、一办法是大幅减小误差放大器的带宽。简而言之，在不连续工作模式中，电感和D1的电流有一段时间为零。也就是在能量传递期间（Q1关断和D1导通期间）和能量储存期间（Q1导通和D1关断期间）有一小段时间间隙。这个时间余量对电源系统运行特性非常重要，它在连续工作模式不会存在。在具有BOOST功能的任何开关拓扑里，工作模式的影响非常大。下面分析BOOST拓扑连续工作模式下负载突然增大时电路的响应特性。 图2.3 连续模式下BOOST调整器的各波形图2.3为连续模式下BOOST调整器Q1、D1和L1的电流波形。电感L1在Q1再次导通前， 没有足够的时间将所有能量释放给负载。假设一个连续工作模式BOOST电路
34、已进入稳定运行状态，输出电压和负载电流稳定，电感电流连续。当负载电流突然增大时，输出电压将有下降的趋势，此时控制环路将增大Q1的导通时间，以增大电感L1的电流。然而，需要经过几个周期，电感L1的电流才能增加的非常大（由电感值、输入电压和Q1导通时间的实际增量决定）。必须注意的是，导通时间增加的直接影响是使关断时间减少，因为一周期的时间是固定的。因为D1只在Q1关断期间才导通，而且导通时间减少，平均输出电流开始见效，而不是增大。因此，当我们试图增加输出电流时，这个直接影响将减小输出电流，这需要经过几个周期电感电流的增加来慢慢使它调整。当电感L1的电流增大时，在这个瞬态过程闭环控制系统产生180的
35、相移。因此，在小信号传递函数里产生一个右半平面零点。这种影响与电源器件的动态特性有关，并且通过控制电路不能改变。实际上，高增益快速响应的控制电路将导致第一个驱动脉冲的宽度达到饱和，并且通过控制电路不能改变。实际上，高增益快速响应的控制电路将导致第一个驱动脉冲的宽度达到饱和，并且使传递到输出端的电流为零。因此右半平面零点不能由环路补偿网络抵消。唯一的办法是降低驱动脉冲宽度的增大速度，以使输出电压不至于跌落的太严重。在不连续工作模式中，电路的特性非常不同。小时间间隙裕量允许导通时间增加而不减小关断时间（在有限的裕量内），所以面前遇到的问题在这里不会发生，假设这个裕量足够大以满足脉冲宽度的调节。2.
36、3 BUCK-BOOST型拓扑结构 图2.4 BUCK-BOOST拓扑的精简模型BUCK-BOOST拓扑的精简模型如图2.4所示。输出电压的产生：当K接通的时候，Ui开始对L加电，流过L的电流开始增加，同时电流在L中也要产生磁场；当K由接通转为关断的时候，L会产生反电动势，使电流继续流动，并通过整流二极管D进行整流，再经C储能滤波，然后向负载R提供电流输出。控制开关K不断地反复接通和关断过程，在负载R上就可以得到一个负极性的电压输出。BUCK-BOOST输出的是一个反极性的电压。2.3.1 BUCK-BOOST型拓扑结构的工作过程分析 （a） (b) (c) 图2.5 BUCK-BOOST型拓
37、扑的工作过程分析 1、当K导通时IL线性增加， D1截止此时C向负载供电 2、当K截止时 D1导通,L通过D、 C形成续流回路，向C充电，向R供电IL小于Io后，C也开始放电。若IL降为0,则只有C对负载R放电2.3.2电流连续相关的各种工作模式从上面的分析可以看到BUCK-BOOST电路L上的电流可能会断续，也会出现CCM,DCM,BCM三种工作模式，下图就是三种模式下的信号波形图，依次是BCM,DCM以及CCM。 （a） （b） (c) 图2.6 电流连续相关的各种工作模式2.3.3 电压增益比这里简单推算下CCM（L上的电流连续时）模式下的电压增益比。由L上应用伏秒定理 得增益比此时,
38、所以 从前面的分析可以看出BUCK-BOOST电路在K闭合时利用L蓄能，在K断开时向C和R释放能量。三、开关电源中的高频变压器设计在开关电源的设计过程中，高频变压器可算是一个难关，一个复杂环节。磁芯材料、输送功率、工作频率、散热条件等都是变压器设计所要考虑的因素。同时，对于不同工作状态的开关电源，变压器的设计步骤也不同。下面介绍变开关电源中变压器的设计思路。3.1 设计概述“绕组匝数”和“几何尺寸”通常是开关电源中变压器设计制作首先要确定的。选用多少规格、什么结构的磁芯，每个绕组的匝数是多少，都对设计结果有着较大的影响，应该由线圈电感量、线圈最大工作电流以及储存的磁场能的多少来确定。如随着绕组
39、匝数增多，相应的电感量会增大，磁饱和电流值则会减小。高频变压器的磁芯材料一般选用铁氧体软磁。如果以其最大输出功率为约束条件，变压器的磁芯不会出现磁饱和为底限，在不计温度升高的条件下，开关电源变压器的设计流程便可简化，形成单向化设计，如图3.1所示。其中的激磁时间是指激励电压加于变压器主绕组的单次时间。磁芯体积与几何尺寸初级绕组匝数N1其他参数功率P0激磁时间 图3.1 以功率为约束的变压器参数设计流程3.2 磁芯的几何尺寸确定磁芯的尺寸与输送功率的大小有关，但却没有固定的对应关系。在尺寸相同的条件下，工作频率升高时，其传输功率也会相应的增大。在变压器的设计过程中，为了缩小体积，不论其工作再正激
40、状态还是反激状态，都会充分利用其电磁转换能力，且避免出现磁饱和状态。对于反激励式变压器而言，如果确定输出功率P0和开关周期T0。则磁芯的储能应为w=P0T0而磁场能与磁芯体积V及材料的关系为 （1）对于单极性激励的变压器，,是工作磁感应强度最大的变化量，BS是磁芯材料在饱和条件下的磁感应强度，Br是磁芯的材料剩磁。由此可得磁芯体积与开关周期T和输出功率P0的关系 （2）在有效截面积相同的情况下，磁芯的磁阻越大，可以储存的能留就业越大。磁芯在能量传输中存在一定的转换效率，在实际使用中，磁芯的体积应该保证大于此值。根据此，便可确定磁芯几何尺寸。正激式开关电源的输出不仅由磁芯的储能情况而定，使得它的
41、输出功率与其储能没有固定的对应关系。这类变压器磁芯的尺寸便主要由绕组体积决定。此类磁芯尺寸同样适用于反激变压器。3.3 变压器初级绕组匝数及电感量的独立设计对变压器初级绕组匝数N1的确定在开关电源变压器设计中是十分重要的，而初级绕组匝数N1则影响着电感量L1的大小。然而，电感量L1的大小还受其他因素的影响。 （3） （4） 其中是磁通量的大小，是磁路中磁阻的总和。可得： （5）总磁阻确定以后，电感量L1同线圈匝数N1的平方成正比，同时与磁路的总磁阻成反比。在绕组的设计中，电感量L1可通过匝磁阻与匝数这两个因素共同控制。电感量L1由线圈匝数N1决定，且影响着激磁电流i1，同时在磁芯中产生磁场B。
42、要确定最少匝数N1min，就要在规定的激励时间里，使激励电流产生的磁场B不超过最大工作的磁场强度Bmax。令电感量一定，以Bmax为极限进行计算。电感的伏安关系为： （6）其中Im为激磁电流的最大值，t1为激磁时间。代入磁路欧姆定律4式可以得到：用5式代入，有用关系式代入，可以得到： （7）其中U是加在主线圈上的激励电压；t1是最长激励时间；Bmax是最大工作磁感应强度；Ae是磁路的有效截面积，在E1型、EC型、EE型变压器的磁芯结构中，则是指中心磁柱的横截面积；对于磁环而言，则是环的截面积。由7式可知，不让磁芯进入磁饱和状态，线圈最少匝数N1min与磁路磁阻Rm大小无关。这就使得变压器的初级
43、绕组匝数N1与其电感量L1可以分开单独处理。首先确定最少激磁线圈匝数N1min，因为其涉及的因素最少。可由（7）式确定，然后可由改变磁路磁阻的方法调整其电感量。当磁阻增大时，电感量减小，储存磁场能的能力增大，最大工作磁场对应的电流增大。确定工作电流峰值有两种方法：一是以磁芯进入磁饱和状态为极限条件进行计算；二是根据磁芯储能量的要求计算，适用于反激式。对于前者，Imax值可由一下方法计算 （8）只要最少激励线圈匝数N1min得到保证，就可以使Im不超过Imax。对于后者，Im值可以由下式计算 （9）式中P0是电源的输出功率，T是开关周期，U1是初级绕组的激磁电压，t1是激磁时间。3.4 开关电源
44、变压器简略设计的步骤根据以上分析，对于此类变压器的参数设计步骤可以概括为：1、确定磁芯的尺寸，需根据功率要求；2、确定开关电源的最长激磁时间或最低振荡频率；3、根据磁芯材料尺寸，计算初级绕组的最少匝数Nmin；4、根据变压器主绕组以及激励管所能承受的最大电流，或根据输出功率的大小来确定激磁电流的峰值。且峰值不能大于最大工作磁场强度对应的电流；5、确定开关电源变压器初级线圈的电感量，可以按照所需的激磁时间及激磁电流峰值确定。6、对于反激型开关电源，如果采用高磁导率的磁芯材料，可按7式得到的匝数绕制。如果磁芯直接胶合，其主绕组电感量通常较大，激磁电流上升速度较慢。因此需要在胶合时留气隙，增大磁阻，减小电感量，同时也可增大磁饱和电流值。制作中用一定厚度的硬质绝缘材料在磁芯连接处垫衬，气隙厚度可以由实验确定，也可由计算得到，计算式为： （10）此计算式适用于双气隙磁路。当变压器用磁环制作时，由于磁路已闭合，磁路气隙无法增设，只能选用低磁导率、高饱和磁感应强度的