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1、微机原理中断与中断管理第1 页，本讲稿共77 页9.1 引言9.2 抽样定理9.4 模拟信号的量化9.5 脉冲编码调制9.9 时分复用和多路数字电话系统作业9.7 增量调制9.8 PCM和M的性能比较9.6 差分脉冲编码调制第2 页，本讲稿共77 页习题 9-1、9、10、13、14作业第3 页，本讲稿共77 页9.1 引 言特点：用数字通信系统传输模拟信号m（t）ak m（t）数字通信系统模拟信息源抽样量化编码译码低通 ak 任务：模拟信号的数字化，形成数字基带信号数字基带信号的无失真传输从接收数字信号中完整无失真的还原模拟信号第4 页，本讲稿共77 页9.2 抽样定理9.2.1 低通型信号
2、的抽样定理9.2.2 带通型信号的抽样定理第5 页，本讲稿共77 页定义：一个频带限制在 fm 以下的连续信号 m(t)，可以唯一的用时间间隔 的抽样值序列来确定。9.2.1 低通信号的抽样定理或：若连续信号 m(t)的频带限制在 fm 以下，则当抽样信号频率满足 fs 2 fm，并对 m(t)进行抽样，必能从所得样值序列中恢复 m(t)。抽样：每隔一定的时间间隔 T，抽取模拟信号的一个瞬时幅度值（样值）。概念抽样频率 fs：fs 不是越高越好，与数字基带信号的带宽有关。图形说明第6 页，本讲稿共77 页ms(t)0时域图 频谱图m(t)M(f)fm-fmMs(f)0讨论：结论：fs 的值必须
3、满足抽样定理第7 页，本讲稿共77 页9.2.2 带通型信号的抽样定理定义：若模拟信号 m(t)的频率范围为 fL fH带宽 B=fH-fL 如果 fL B，则 m(t)为带通型信号概念：带通型信号的 fH 很高，若仍按 fs 2 fH 抽样，虽能满足样值序列频谱不产生重叠以确保恢复 m(t)的要求，但将降低信道频带利用率。讨论：结论：fH=nBfH 任意 fs 通用公式第8 页，本讲稿共77 页fMs(f)0B-B 令 带通信号 fH=6B，抽样频率 fs=2B9.2.2.1 fH=nBfM(f)fLfHfs-fs 0fT(f)0-fL-fHB-B 讨论：结论：若限制 fs 2 fH，只有当
4、抽样频率 fs=2B 时，样值序列的频谱不发生重叠。因此抽样频率值特殊。第9 页，本讲稿共77 页fMs(f)0B-B 9.2.2.2 fH=nB+kB(n=0、1、2 0 k 1)令 带通信号 fH=4B+kB，抽样频率 fs=2BfM(f)fLfH0-fL-fH B-B fs-fs fT(f)0结论：样值序列的频谱发生重叠，不能恢复模拟信号。讨论 fs 的选择方法第10 页，本讲稿共77 页T(f)f0fMs(f)0B-B fs 的选择方法恢复 m(t)的条件是红三角形频谱图处不能产生重叠fs-fs 因而需将与之重叠的下边带移开讨论：n fs 抽样脉冲右移距离是fs 无解第11 页，本讲稿
5、共77 页9.2.2.3 fs 的通用公式fM(f)fLfH0-fL-fHB-B T(f)f0fs-fs 设 fH=2.8BfMs(f)0B-B 定义：m=1令 fs=2 fH减小 fs，可以使所有下边带左移，与红色频谱不重叠的条件是:第一个下边带第二个下边带通式推导 取讨论：fs=3B第12 页，本讲稿共77 页T(f)f 0fM(f)fLfH0-fL-fH B-B fs 令 fs=2 fH fH=5.5B fL=4.5Bf 0讨论：fs=8B fs=3Bm fs fs=2.2B与红色频谱不重叠的条件是:令：防卫带相等第13 页，本讲稿共77 页9.4 模拟信号的量化9.4.1 量化的定义9
6、.4.2 均匀量化9.4.3 非均匀量化第14 页，本讲稿共77 页特征：模拟信号被抽样后，若抽样值仍随信号幅度连续变化，则当其上叠加噪声后，接收端无法准确判断所发送的样值。定义：利用预先规定的有限个电平来表示模拟样值的过程称为量化。模拟信号 m(t)量化信号 mq(t)9.4.1 量化的定义样值信号 ms(t)量化误差信号常用名词量化区间(mi-1,mi)量化电平 q i 量化间隔 v（量化噪声）量化信噪比 Sq/Nq量化器ms(kTs)mq(kTs)波形量化级数 M 动态范围(-a,a)eq(t)=|ms(t)-mq(t)|第15 页，本讲稿共77 页Ts 2Ts 3Ts 4Ts 5Ts
7、6Ts 7Ts 8Ts 9Ts 10Tsm(t)qit 0m i-1m i 量化信号 mq(t)ms(t)量化信噪比mq=mq(kTs)记：ms=ms(kTs)vt 0量化误差 nq第16 页，本讲稿共77 页定义：把输入信号 m(t)的值域按等距离分割的量化称为均匀量化，其量化电平取量化区间的中点。9.4.2 均匀量化v 为常数分析 量化信噪比设 m(t)的参数：动态范围(-a,a)量化间隔 v=2a/Mmi=-a+i v 第 i 个量化区间的终点量化级数为 Mqi=(m i-1+m i)/2 i=1、2 Mm i-1=-a+(i-1)v 第 i 个量化区间的起点量化区间量化电平当 m(t)
8、是平稳随机过程，概率密度函数为 f(x)时例第17 页，本讲稿共77 页解：当 v 一定，Nq 为常数。与输入信号大小无关例：已知均匀量化器量化级数为M，输入信号在-a，a 具有均匀概率分布，试求输出端的量化信噪比。满负荷值当输入信号较小时，Sq 比满负荷值小，导致 Sq/Nq小，不能满足通信的要求。第18 页，本讲稿共77 页9.4.3 非均匀量化定义：v 不为常数思路：输入信号的特征是小信号出现的概率大，大信号出现的概率小，因而重点要改善小信号的量化信噪比。实现：将抽样值通过对数压缩再进行均匀量化对数压缩方法：15 折线率压缩13 折线 A 率压缩xy1187量化波形第19 页，本讲稿共7
9、7 页Ts 2Ts 3Ts 4Ts 5Ts 6Ts 7Ts 8Ts 9Ts 10Tsm(t)qit 0m i-1m i mq(t)ms(t)vi第20 页，本讲稿共77 页13 折线分段时的 x 值与实际的 x 值比较 13 折线 A 率压缩y0 1按折线分段的 x 0 1实际 x 的计算值 0 1段落1 2 3 4 5 6 7 8斜率16 16 8 4 2 1第21 页，本讲稿共77 页0 x 1 y：归一化的 输出x：归一化的输入：压扩参数15 折线率压缩第22 页，本讲稿共77 页折线法分析量化误差对式 量化误差=当0 时，是压缩后量化精度提高的倍数，定义表示量化信噪比改善程度第23 页
10、，本讲稿共77 页 例：设=100小信号时（x0）大信号时（x=1）说明性能变差解：第24 页，本讲稿共77 页9.5 脉冲编码调制（PCM）9.5.1 码型的选择9.5.2 PCM 编码方法9.5.3 PCM 系统的抗噪性能第25 页，本讲稿共77 页自然二进制码 折叠二进制码 格雷码抽样值脉冲极性自然二进制码 折叠二进制码 量化级正极性信号1 1 1 1 1 1 71 1 0 1 1 0 61 0 1 1 0 1 51 0 0 1 0 0 4负极性信号0 1 1 0 0 0 30 1 0 0 0 1 20 0 1 0 1 0 10 0 0 0 1 1 09.5.1 码型的选择发 发收 0
11、1 1 收 0 1 1收 0 0 0 收 0 0 0发发第26 页，本讲稿共77 页折叠码优点：1）只需对单极性信号进行编码。2）小信号的抗噪性能强，大信号反之。码位数 N 的确定：当输入信号动态范围一定，量化级数 M 越大，量化间隔v 越小，量化噪声越小，但所需编码位数 N 越多。定义：PCM 信号参数fs=8 KHz、混合量化方法、二进制折叠码M=256、N=8一个码组：C1C2C3C4C5C6C7C8C1 极性码C2C3C4 段落码C5C6C7C8 段内码第27 页，本讲稿共77 页9.5.2 PCM 编码方法量化区间的划分x1非均匀量化 M1=8，分为 8 个段落均匀量化 M2=16，
12、每段分为 16 级第一、二段依此类推：第三段M=M0 M1 M2=第28 页，本讲稿共77 页段落号1 2 3 4 5 6 7 8段落起点电平0 16 32 64 128 256 512 1024编码方法段落号 段落码 C2C3C48 1 1 17 1 1 06 1 0 15 1 0 04 0 1 13 0 1 0 2 0 0 11 0 0 0段内码 量化级 C5C6C7C8 1 1 1 1 151 1 1 0 14 1 0 0 0 80 1 1 1 70 0 0 1 10 0 0 0 0例第29 页，本讲稿共77 页例：已知一个样值为+1270 个量化单位，采用13 折线 A 率压缩。求 P
13、CM 编码码组和量化误差。解：1）确定 C1 C1=1+1270 个量化单位=+1270 v 02）确定 C2C3C4 1024 1270 2048 C2C3C4=1 1 13）确定 C5C6C7C8 C5C6C7C8=0 0 1 1样值落在第 3 量化级4）确定 量化误差 第 3 量化级的坐标为（1216，1280）量化电平 量化误差=1270-1248=22(量化单位)(量化单位)样值落在第 8 段 码组：1 1 1 1 0 0 1 1第30 页，本讲稿共77 页PCM 系统框图 系统输出 其中：m0(t)：有效输出信号 nq0(t)：量化噪声引起的输出噪声 ne(t)：信道加性噪声引起的
14、输出噪声系统输出信噪比为9.5.3 PCM 系统的抗噪性能讨论：m(t)信道抽样译码量化 编码 A/Dn(t)ms(t)mq(t)低通第31 页，本讲稿共77 页分析均匀量化器设 样值信号为 ms(t)、量化信号为mq(t)输出量化噪声功率输出有效信号功率 输出信噪比译码输出还原量化信号二进码位数N与量化级数M的关系为 M=2N第32 页，本讲稿共77 页 PCM 信号一个抽样值对应一个时隙，一个时隙对应 8 bit，每8 bit 称为一个码组，n(t)对信号的干扰造成码元错判（bit 错误）。n(t)的大小不同将会造成一个码组中出现一位错码和多位错码的情况。仅讨论 1 位错码的情况（因多位码
15、同时出错事件出现的概率极小）设 每个码元的误码率为Pe（各码元之间相互独立）第33 页，本讲稿共77 页 已知接收输出端有效信号功率 只需求出 n(t)经译码输出后的噪声功率 设 接收码组码长为N接收框图 N0低通 译码S(t)S0n(t)接收时，码组中任意一位均可能出错，考虑误码积累权值：2N-12N-22i2120寻找信噪比与误码率的关系讨论出现 1 位错码N-1 N-2 i 1 0结论：输出端信噪比第34 页，本讲稿共77 页量化间隔为 v若 第 0 位码判决错译码误差为 20v译码误差为 27v设 码组中每出现 1 位错码引起的译码误差电压为 Q 码组中所有 1 位错码的平均误差功率为
16、 E Q2 1000000000000000 误差-27v0000000000000001 误差+v若 第 N-1 位码判决错0000000100000000 误差-v0000000010000000 误差+27v 等比级数 q=4第35 页，本讲稿共77 页r 1系统输出信噪比第36 页，本讲稿共77 页 9.6 差分脉冲编码调制 9.6.1 DPCM 原理 9.6.2 DPCM 编译码 9.6.3 DPCM 的量化信噪比第37 页，本讲稿共77 页 9.6.1 DPCM 原理PCM 信号的特点：其幅度动态范围大，样值编码需要较多位数以满足精度要求，增加了传输速率。大多数信源信号在相邻抽样样
17、值间具有很强的相关性思路：对相邻样值的差值进行编码，以降低信号传输速率。其信号称为DPCM（差分脉冲编码调制）。在量化台阶不变的情况下（即量化噪声不变），编码位数减少，信号带宽压缩。若样值之差仍用 N 位编码传送，则DPCM的量化信噪比优于PCM系统。DPCM 的特点：第38 页，本讲稿共77 页 9.6.2 DPCM 编译码方法：依据前面第 k-1 个样值预测当前第 k 个的样值。xn:输入样值:重建序列xndn:差值序列:预测序列xn量化器编码预测器解码+-xnxndndqndqncnxnxncn预测器+xn+预测器输出：例第39 页，本讲稿共77 页例量化器-+激励预测输入第一拍 预测输
18、出第二拍 预测输出激励预测输入第40 页，本讲稿共77 页线性预测器种类 极点预测器 零点预测器 零极点预测器量化器-+第41 页，本讲稿共77 页定义：系统的总量化误差 en 为输入样值 xn 与重建序列 之差。xn仅与差值序列 dn 的量化误差有关9.6.3 DPCM系统的量化信噪比量化信噪比为:第42 页，本讲稿共77 页：差值序列经过量化处理产生的量化信噪比。相当于PCM系统的量化信噪比。Gp：预测增益。是DPCM系统相对于PCM系统而言的信噪比增益一般差值序列功率Ed 2n远小于信号功率Ex2nGp大于 1，约为611 dB。结论：若要求 DPCM 系统达到与 PCM 系统相同的信噪
19、比，可降低对量化器信噪比的要求，即可减小量化级数，从而减少码位数，降低比特率。改进型第43 页，本讲稿共77 页自适应预测器：预测系数随语音信号的统计特性变化，使预测增益最大。自适应量化器：分层电平、量化电平随预测误差的统计特性变化，使误差量化器的量化信噪比最大。ADPCM 自适应差分脉码调制采用自适应预测和自适应量化技术改善 DPCM量化信噪比ADPCM 编、译码器简化框图第44 页，本讲稿共77 页第45 页，本讲稿共77 页 9.7 增量调制（M）9.7.1 M 原理9.7.2 M 编译码9.7.3 M 系统的抗噪性能第46 页，本讲稿共77 页思路：样值序列中两个相邻样值之间必存在大小
20、关系，可以用两个逻辑状态来描述。9.7.1 M 原理要求：进一步降低信号传输速率。定义：用一位二进制码表示相邻样值之间的变化趋向，使每个样值只需 1 位编码，称为增量调制。样值序列特征：抽样速率很高（远大于奈奎斯特速率），抽样间隔很小，相邻样值之间的幅度变化较小，不超过量化间隔。波形参数：抽样间隔t，均匀量化，量化间隔第47 页，本讲稿共77 页0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1 0m(t)m(t)0tt12 t11 t10 t9t8t7t6t5t4t3t2t1阶梯信号 m(t)的两个特点：在每个t 间隔内，m(t)的幅值不变;相邻间隔的幅值差为（上升或下降一个量化阶），不能出现过载。
21、过载量化噪声限制条件过载分析第48 页，本讲稿共77 页 9.7.2 M 编译码方法一量化器-+编码解码低通M是DPCM的特例，量化器的量化级数为2方法二特点：适合进行理论分析或计算机仿真研究。积分器m(t)脉冲发生器M低通特点：适合硬件实现。_+积分器m(t)e(t)m1(t)脉冲发生器M判决比较器Ts发送端接收端波形第49 页，本讲稿共77 页m(t)0 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1 0m(t)0tt12 t11 t10 t9t8t7t6t5t4t3t2t1m1(t)预测信号第50 页，本讲稿共77 页过载特性与动态编码范围当 K 大于或等于模拟信号 m(t)的最大斜率时定义 译
22、码器的最大跟踪斜率已知 抽样间隔为t，量化台阶为译码器输出 m(t)能跟踪输入信号 m(t)的变化，不发生过载，与m(t)误差局限在-，为一般量化误差。克服过载方法：增大，使一般量化误差增加。增大 fs，使一般量化误差减小。结论：M系统的抽样速率比PCM系统的抽样速率高，其典型值为 16 KHz 或 32 KHz 过载噪声是在正常工作时必须且可以避免的噪声第51 页，本讲稿共77 页例：输入模拟信号为m(t)=A sink t斜率的最大值为了不发生过载，应满足 临界过载振幅为 当抽样频率 fs一定，Amax随 fk 的增加而减小导致语音高频段的量化信噪比下降，M 不实用 定义Amax为最大编码
23、电平，Amin/2 为最小编码电平 定义编码的动态范围 DC=Amax/Amin第52 页，本讲稿共77 页选用 fk=800Hz 为测试标准，获得动态范围与抽样频率关系分析抽样频率为 fs(KHz)10 20 32 40 80 100编码的动态范围 DC(dB)12 18 22 24 30 32结论：增量调制的编码动态范围较小，在低传码率时，不符合话音信号要求。通常，话音信号动态范围要求为 40 50 dB，因此，实用中的M常用改进型，如增量总和调制、数字压扩自适应增量调制。第53 页，本讲稿共77 页 量化信噪比9.7.3 M 系统的抗噪性能则 量化噪声的平均功率为假定 eq(t)在（-，
24、+）之间均匀分布 eq(t)的最小周期大致是抽样频率 fs 的倒数，而且大于 1/fs 的任意周期都可能出现 近似认为 在（0，fs）频带内均匀分布 量化噪声的单边功率谱密度为仅考虑一般量化噪声 eq(t)=m(t)-m(t)经带宽为 fm 的低通滤波器后输出的量化噪声功率为与fm/fs有关第54 页，本讲稿共77 页 临界振幅条件下输入信号功率的最大值为 系统最大的量化信噪比为 fs 每提高一倍，量化信噪比提高 9 dB。当 fs 为 32kHz 时，量化信噪比约为26 dB，只能满足一般通信质量的要求。信号频率 fk 每提高一倍，量化信噪比下降 6 dB。第55 页，本讲稿共77 页 误码
25、信噪比信道加性噪声引起的误码噪声功率Ne 为f1 是语音频带的下截止频率与 系统误码率 Pe 成反比M 系统输出的总信噪比为第56 页，本讲稿共77 页本质区别：PCM 是对样值本身编码9.8 PCM 与M 的性能比较M 是对相邻样值的差值的极性编码 抽样速率PCM 系统中的抽样速率fs 是根据抽样定理来确定的；M 的抽样速率与最大跟踪斜率和信噪比有关。在保证不发生过载，达到与PCM系统相同的信噪比时，M的抽样速率远远高于奈奎斯特速率。带宽M系统的数码率为Rb=fs，要求的最小信道带宽为PCM系统的数码率为64 KHz，要求最小信道带宽为32KHz。通常实际应用取 fs 第57 页，本讲稿共7
26、7 页 量化信噪比在相同的数码率Rb条件下数码率低时，M 性能优越；数码率较高时，PCM 性能优越比较曲线可知，当 PCM 系统的编码位数N4（码率较低）时，M的量化信噪比高于PCM 系统。第58 页，本讲稿共77 页 信道误码的影响M 系统中，每一个误码只造成一个量阶的误差，所以它对误码不太敏感。故对误码率的要求较低，一般在 10-3 10-4，允许用于误码率较高的信道。PCM 系统中，每一个误码尤其是码组高位误码会造成许多量阶的误差，误码对 PCM 系统的影响要比M系统严重，故对误码率的要求较高，一般为10-5 10-6。第59 页，本讲稿共77 页9.9 时分复用和多路数字电话系统9.9
27、.1 时分复用的基本概念9.9.2 时分复用系统9.9.3 时分多路数字电话系统第60 页，本讲稿共77 页9.9.1 时分复用(TDM)的基本概念多路复用：使多路信号沿同一信道传输而互不干扰。时分多路复用：使各路信号在信道上占有不同的时间间隔同时传输而互不干扰。帧周期：抽样周期 Ts。路时隙：每路信号的一个样值占有的时间 TC。位时隙：码组中一个码元占有的时间 TB。第一路信号第二路信号复用信号 Ts Ts TC TC Ts Ts 第61 页，本讲稿共77 页213量化编码译码K2132量化编码译码K1特征：将各路信号的抽样时间错开 TDM 原理框图：9.9.2 时分复用系统要求：收、发两端
28、开关K1、K2 完全同步。保证开关K1、K2 旋转一圈的频率（即抽样频率）满足抽样定理，既可实现收发一致。信道第62 页，本讲稿共77 页PCM 30/32 路复用系统帧周期 Ts=125s 9.9.3 时分多路数字电话系统基群信号：包含 30 路用户信号和 2 路信令信号每路信号的采样频率 fs=8000 Hz PCM 高次群将 4 个基群复接成二次群，将 4 二次群复接成三次群 复接的目的：提高传输速率帧结构及参数群 基群 二次群 三次群 四次群路数30 4 120 4 480 4 1920数码率 Mb/s 2.048 8.448 34.368 139.264PCM 高次群的复接方法第63
29、 页，本讲稿共77 页PCM 30/32 路系统帧结构125 s(F)TS0TS1TS2.TS16TS17.TS30TS31TS0、TS16 为信令TS0.TS31 称为路时隙TS1 TS15、TS17 TS31 为用户信号PCM 30/32 路系统帧参数路时隙的时间位时隙的时间数码率帧长度PCM 30/32 路系统复帧结构16 个基本帧组成 1 个复帧 F0F1.F14F15第64 页，本讲稿共77 页复帧对告码信令奇帧 TS0复帧同步码帧同步码偶帧 TS0CH16CH1CH30CH150 0 1 1 0 1 1F0 F1125 sTS0TS1TS2.TS16TS17.TS30TS311 A
30、11 1 1 1 10 0 0 0 1 A21 1a b c d a b c d F15a b c d a b c dA1：帧失步对告码同步：A1=0、A2=0失步：从收信号中得不到帧同步信号或复帧同步信号时，向对方发告警信号 A1=1、A2=1a b c 的组合描述各话路的空闲、忙、主叫、被叫、摘机、挂机等信息A2：复帧失步对告码第65 页，本讲稿共77 页复接方法按位复接：每次复接 1 bit 基群 1特点：复接后每位码元的宽度为原来的1/4基群 2基群 3基群 4二次群1 0 0 1 0 1 11 1 0 1 0 0 10 1 1 0 1 0 00 0 1 0 1 1 01 1 0 0
31、0 1 1 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 0 0 1 1 1 0 0按码字复接：每次复接 8 bit，循环周期长。按帧复接：每次复接 256 bit，利于信息交换，但需大容量存储器。第66 页，本讲稿共77 页复接方法分类同步复接：被复接的所有支路信号的时钟由总时钟源提供，保证各个支路信号是同步信号，完成复接。（SDH 系统）异步复接：所有被复接支路信号的时钟由各自系统提供，虽然其标称值相同，但允许出现偏差，所以各个支路的瞬时码速不等。因此，在复接这些异步信号之前，必须对各个支路的信号进行码速调整（即相位调整）使之成为同步信号，再进行复接。（PDH 系统）第67 页，
32、本讲稿共77 页SDH 复用原理同步数字系列(Synchronous digital Hierarchy-SDH)的构想起始于20世纪80年代中期，由同步光纤网(Synchronous Optical Network-SONET)演变而成。1.SDH的特点不仅适用于光纤传输，亦适用于微波及卫星等其他传输手段，并且使原有人工配线的数字交叉连接(DXC)手段可有效地按动态需求方式改变传输网拓扑,充分发挥网络构成的灵活性与安全性，而且在网路管理功能方面大大增强。因此，SDH成为B-SDN的重要支撑，形成一种较为理想的新一代传送网(Transport Network)体制。第68 页，本讲稿共77 页
33、(2)使不同等级的净负荷码流在帧结构上有规则排列，并与网路同步，简单地借助软件控制实施由高速信号中一次分支插入低速支路信号，避免了对全部高速信号进行逐级分解复接的作法，省却了全套背对背复接设备，简化了上、下业务作业。(1)使北美、日本、欧洲三个地区性PDH数字传输系列在STM-1 等级上获得了统一，真正实现了数字传输体制方面的全球统一标准。SDH 由一些基本网路单元 组成(3)帧结构中的维护管理比特大约占5，大大增强了网络维护管理能力，可实现故障检测、区段定位、业务中性能监测和性能管理。第69 页，本讲稿共77 页(4)将标准接口综合进各种不同网路单元，减少了将传输和复接分开的必要性，从而简化
34、了硬件构成，同时此接口亦成开放型结构，使不同厂家产品在此通路上可互通，节约相互转换等成本及性能损失。(5)SDH信号结构中采用字节复接。考虑了网络传输交换的一体化，从而在电信网的各个部分(长途、市话和用户网)中均能提供简单、经济、灵活的信号互连和管理，使得传统电信网各部分的差别渐趋消失，彼此直接互连变得十分简单、有效。(6)网路结构上SDH不仅与现有PDH网能完全兼容，同时还能以“容器”为单位灵活组合，可容纳各种新业务信号。例如局域网中的光纤分布式数据接口(FDDI)信号，市域网中的分布排队双总线(DQDB)信号及宽带ISDN中的异步转移模式(ATM)信元第70 页，本讲稿共77 页复用原则：
35、1)将多个低等级信号适配进高等级通道 2)将1个或多个高等级通道层信号适配进线路复用层。复用单元有：n 阶容器 C-n 和 n 阶虚容器 VC-n n 阶支路单元 TU-n 和 支路单元组 TUG-n n 阶管理单元 AU-n 和 管理单元组 AUG-n 2.SDH复用原理是一种同步复用方式，采用净负荷指针技术，指针指示净负荷在STM-N帧内第一个字节的位置，因而净负荷在STM-N帧内是浮动的。对于净负荷码率变化不大的数据，只需增加或减小指针值即可。这种方法结合了正码速调整法和固定位置映射法的优点，付出的代价是需要对指针进行处理。第71 页，本讲稿共77 页SDH 的复接结构 第72 页，本讲
36、稿共77 页 中国的 SDH 基本复用映射结构 第73 页，本讲稿共77 页AU PTR 用来指明高阶VC(VC-3/4)的帧起点与复用段帧起点之间的时间差，其本身在STM-N帧内位置是固定的。TU-n：为低阶通道层与高阶通道层提供适配功能的信息结构，由低阶虚容器(VC-1/2)和支路单元指针(TU PTR)组成 AU-n：为高阶通道层和复用段层提供适配功能的信息结构，由高阶 VC 和 AU PTR 组成。单个AUG与 段开销SOH形成STM-1N 个AUG与 SOH 结合构成STM-N。AUG：一个或多个在 STM 帧中的AU-n组成由若干个AU-3或单个AU-4按字节间插方式均匀组成C-n
37、：标准容器，一种信息结构，主要完成适配功能各种速率等级的数据流进入相应的容器C-nVC-n：标准容器出来的数据流加上通道开销后就构成虚容器第74 页，本讲稿共77 页 3.STM-N 帧结构 以STM-1为基础，接口速率为 155.520 Mb/s分级阶数为 STM-N，将N个STM-1同步复用，速率为 155.52N Mb/s，SDH与SONET的接口速率标准SDH SONET等级 速率/（Mb/s)等级 速率/(Mb/s)Sub STM-1 51.840 STS-1 51.840 STM-1 155.520 STS-3 155.520STS-9 466.560STM-4 622.080 STS-12 622.080STS-12 933.120STS-24 1244.160STS-36 1866.240STM-16 2488.320 STS-48 2488.320STS-96 4976.640STM-64 9953.280 STS-192 9953.280第75 页，本讲稿共77 页STM-N 帧结构G.707块状信息结构每列宽度为一个字节帧容量：2430 字节=19440 bit第76 页，本讲稿共77 页第77 页，本讲稿共77 页