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1、第1页/共196页图71反相相加器第2页/共196页又因为理想运算放大器，ii=i-=0,即运放输入端不索取电流，所以反馈电流if为if=i1+i2+i3若if=i1+i2+i3=R,则(71)(72)第3页/共196页例1试设计一个相加器，完成uo=-(2ui1+3ui2)的运算，并要求对ui1、ui2的输入电阻均100k。解为满足输入电阻均100k，选R2=100k，针对所以选Rf=300k，R2=100k,R1=150k。实际电路中，为了消除输入偏流产生的误差，在同相输入端和地之间接入一直流平衡电阻Rp,并令Rp=R1R2Rf=50k，如图72所示。第4页/共196页图72满足例1要求的
2、反相相加器电路第5页/共196页二、同相相加器所谓同相相加器，是指其输出电压与多个输入电压之和成正比，且输出电压与输入电压同相。电路如图73所示。根据同相比例放大器原理，运放同相端与反相端可视为“虚短路”，即U+=U-其中U+等于各输入电压在同相端的叠加，U-等于uo在反相端的反馈电压Uf。第6页/共196页图73同相相加器电路第7页/共196页(73)(74)第8页/共196页 712相减器(差动放大器)相减器的输出电压与两个输入信号之差成正比。这在许多场合得到应用。要实现相减，必须将信号分别送入运算放大器的同相端和反相端，如图74所示。我们应用叠加原理来计算。首先令ui2=0,则电路相当于
3、同相比例放大器，得第9页/共196页(75)(76)(77)(78)第10页/共196页图74相减器电路第11页/共196页例2 利用相减电路可构成“称重放大器”。图75给出称重放大器的示意图。图中压力传感器是由应变片构成的惠斯顿电桥，当压力(重量)为零时，Rx=R，电桥处于平衡状态，ui1=ui2,相减器输出为零。而当有重量时，压敏电阻Rx随着压力变化而变化，从此电桥失去平衡，ui1ui2,相减器输出电压与重量有一定的关系式。试问，输出电压uo与重量(体现在Rx变化上)有何关系。第12页/共196页图75称重放大器第13页/共196页解图75的简化电路如图76所示。图中那么(79)第14页/
4、共196页重量(压力)变化，Rx随之变化，则uo也随之变化，所以测量uo就可以换算出重量或压力。图76称重放大器的简化图第15页/共196页713 积分器所谓积分器，其功能是完成积分运算，即输出电压与输入电压的积分成正比。根据反相比例放大器的运算关系，该电路的输出电压的频域表达式为(710)或复频域的传递函数为积分器的传输函数为第16页/共196页图77积分器电路第17页/共196页传输函数的模附加相移(712a)(712b)画出理想积分器的频率响应如图78所示。在时域，设电容电压的初始值为零(uC(0)=0),则输出电压uo(t)为式中，电容C的充电电流所以第18页/共196页图78理想积分
5、器的频率响应第19页/共196页如 果 将 相 减 器 的 两 个 电 阻R3和R4换 成 两 个 相 等 电 容C，而 将R1=R2=R，则构成了差动积分器。这是一个十分有用的电路，如图79所示。其输出电压uo(t)(714)第20页/共196页图79差动积分器第21页/共196页 例 3电 路 如 图 710所 示，R=100k，C=10F。当t=0t1(1s)时，开关S接a点；当t=t1(1s)t2(3s)时，开关S接b点；而当tt2(3s)后，开关S接c点。已知运算放大器电源电压UCC=|-UEE|=15V，初始电压uC(0)=0,试画出输出电压uC(0)的波形图。第22页/共196页
6、图710例3电路图第23页/共196页解(1)因为初始电压为零(uC(0)=0)，在t=01s间，开关S接地，所以uo=0。(2)在t=13s间，开关S接b点，电容C充电,充电电流输出电压从零开始线性下降。当t=3s时:第24页/共196页(3)在t3s后，S接c点，电容C放电后被反充电，uo从-4V开始线性上升，一直升至电源电压UCC就不再上升了。那么升到电源电压(+15V)所对应的时间tx是多少?所以，uo(t)的波形如图711所示。第25页/共196页图711例3电路的输出波形uo(t)第26页/共196页714 微分器将积分器的积分电容和电阻的位置互换，就成了微分器，如图712所示。微
7、分器的传输函数为(715)(716)其频率响应如图713所示。输出电压uo(t)和输入电压ui(t)的时域关系式为第27页/共196页图712微分器第28页/共196页图713理想微分器的频率响应第29页/共196页(717)第30页/共196页可见，输出电压和输入电压的微分成正比。微分器的高频增益大。如果输入含有高频噪声的话，则输出噪声也将很大，而且电路可能不稳定，所以微分器很少有直接应用。在需要微分运算之处，也尽量设法用积分器代替。例如，解如下微分方程：(718)第31页/共196页715 对数、反对数运算器在实际应用中，有时需要进行对数运算或反对数(指数)运算。例如，在某些系统中，输入信
8、号范围很宽，容易造成限幅状态，通过对数放大器，使输出信号与输入信号的对数成正比，从而将信号加以压缩。又例如，要实现两信号的相乘或相除等等，都需要使用对数和反对数运算电路。第32页/共196页一、对数运算器最简单的对数运算器是将反相比例放大器的反馈电阻Rf换成一个二极管或三极管，如图714所示。由图可见:(719)式中，V的集电极电流故(720)第33页/共196页图7-14对数放大器第34页/共196页该电路存在两个问题：一是ui必须为正；二是IS和UT都是温度的函数，其运算结果受温度的影响很大，如何改善对数放大器的温度稳定性是一个重要的问题。一般改善的办法是：用对管消除IS的影响；用热敏电阻
9、补偿UT的温度影响。图715给出一个改善温度稳定性的实际电路。第35页/共196页图715具有温度补偿的对数运算器第36页/共196页图715中，V1和V2是一对性能参数匹配的晶体管，用以抵消反向饱和电流的影响，Rt是热敏电阻，用以补偿UT引起的温度漂移。由图可见:(721)第37页/共196页因为V1、V2有匹配对称的特性，所以IS1=IS2，则(722)第38页/共196页式(722)表明，用对管消除了反向饱和电流的不良影响，而且只要选择正温度系数的热敏电阻RT,也可消除UT=kT/q引起的温度漂移，实现温度稳定性良好的对数运算关系。第39页/共196页 二、反对数(指数)运算器指数运算是
10、对数的逆运算，因此在电路结构上只要将对数运算器的电阻和晶体管位置调换一下即可，如图716所示。由图可见：(723)第40页/共196页图716反对数(指数)运算器第41页/共196页实现了输出电压与输入电压的指数运算关系。这种电路同样有温度稳定性差的问题。人们也用“对管”来消除反向饱和电流的影响，用热敏电阻来补偿UT的温度漂移。具体电路读者可自行设计或参阅有关参考书。第42页/共196页三、乘法器和除法器用对数和反对数运算器可构成乘法器和除法器。如图717(a)所示，先将待相乘信号取对数，然后相加，最后取反对数，便实现了相乘。同理，将待相除的信号取对数，然后相减，最后取反对数，便实现了“相除”
11、，如图717(b)所示。第43页/共196页图717乘法器和除法器(a)乘法器；(b)除法器第44页/共196页 716 V/I变换和I/V变换 一、电压源电流源变换电路(V/I变换)在某些控制系统中，负载要求电流源驱动，而实际的信号又可能是电压源。这在工程上就提出了如何将电压源信号变换成电流源的要求，而且不论负载如何变化，电流源电流只取决于输入电压源信号，而与负载无关。又如，在信号的远距离传输中，由于电流信号不易受干扰，所以也需要将电压信号变换为电流信号来传输。图718给出了一个V/I变换的例子，图中负载为“接地”负载。第45页/共196页图718V/I变换电路第46页/共196页由U+=U
12、-，且设R1R3=R2R4,则变换关系可简化为(724)可见，负载电流IL与ui成正比，且与负载ZL无关。第47页/共196页二、电流源电压源变换电路(I/V变换)有许多传感器产生的信号为微弱的电流信号，将该电流信号转换为电压信号可利用运放的“虚地”特性。如图719所示，就是光敏二极管或光敏三极管产生的微弱光电流转换为电压信号的电路。显然，对运算放大器的要求是输入电阻要趋向无穷大，输入偏流IB要趋于零。这样，光电流将全部流向反馈电阻Rf，输出电压uo=-Rfi1。这里i1就是光敏器件产生的光电流。例如，运算放大器CA3140的偏流IB=10-2nA，故其就比较适合作光电流放大器。第48页/共1
13、96页图719将光电流变换为电压输出的电路第49页/共196页图 720所 示 电 路，是 用 来 测 量 大 电 流 的 实 际 电 路。图 中R3(=0.01)为电流采样电阻。由于运放输入电流极小，负载电流IL全部流经R3，产生的采样电压U3=R3IL。运放输出加到场效应管栅极，构成深度负反馈，故利用“虚短路”特性，有U+=U-,即而场效应管漏极电流ID等于源极电流IS，输出电压Uo为(725)第50页/共196页图720测量大电流IL的电路第51页/共196页利 用 式(725)，测 出Uo，就 可 以 换 算 出 负 载 电 流IL。例 如，R2=5k，R1=1k，R3=0.01，则电
14、流电压变换比为，若测得输出电压Uo=5V，则可知负载电流IL=100A。第52页/共196页72 有源RC及开关电容滤波器 滤波器是具有频率选择功能的电路，它允许一定频率范围内的信号通过，而对不需要传送的频率范围的信号实现有效的抑制。滤波器在通信、电子工程、仪器仪表等领域中有着广泛的应用。本章着重介绍由运算放大器构成的RC有源滤波器、开关电容滤波器的原理及典型电路。第53页/共196页721有源滤波器的类型、传递函数及零、极点分布 根据滤波器通带和阻带的不同，有源RC滤波器可分为低通(LowPass)、高通(HighPass)、带通(BandPass)、带阻(BandReject)和全通(Al
15、lPass)等。一阶和二阶滤波器是比较常用的滤波器，而且高阶滤波器可由一阶和二阶组合而成，所以我们主要介绍二阶滤波器。表71给出了二阶滤波器的标准传递函数表达式,零、极点分布以及幅频特性示意图。第54页/共196页表71二阶滤波器的标准传递函数,零、极点分布以及幅频特性示意图第55页/共196页第56页/共196页如图721所示，有巴特沃兹滤波器、契比雪夫滤波器、贝塞尔滤波器和椭圆滤波器之分。巴特沃兹滤波器具有最平坦的通带，但过渡带不够陡峭。契比雪夫滤波器带内有起伏，但过渡带比较陡峭。贝塞尔滤波器过渡带宽而不陡，但具有线性相频特性。椭圆滤波器不仅通带内有起伏，阻带内也有起伏，而且过渡带陡峭。我
16、们应根据实际的需要来设计所需的滤波器特性。第57页/共196页图721各种低通滤波器特性比较第58页/共196页722运放作为有限增益放大器的有源滤波器电路这类滤波器的一般电路如图722(a)所示。其中，运放接成同相放大器，其增益K为(726)因此，图722(a)电路可简化为图722(b)电路。该电路的传递函数推导如下：根据电路，分别列出节点C及B的电流方程I=0，得第59页/共196页(727a)(727b)(727c)联立解方程(727)，得(728)第60页/共196页图722运放作为有限增益放大器的有源滤波器电路第61页/共196页给Y1Y4赋予不同的阻容元件，则可构成不同的滤波器。例
17、如，令Y1=Y3=,Y2=Y4=sC,如图723所示，则传递函数(729)与表71中的标准表达式比较，该传递函数有两个共轭复根(极点)而没有零点，可见是一个二阶低通滤波器。其中：第62页/共196页当K3时,分母中s项系数变负，极点就会移至S平面的右半平面，从而导致系统不稳定。一般这种电路的Q只能做到10以下。第63页/共196页图723低通滤波器及带通滤波器(a)低通滤波器；(b)带通滤波器第64页/共196页同理，若将图723(a)的电阻与电容位置互换，就得到高通滤波器。电路则为带通滤波器。第65页/共196页723运放作为无限增益放大器的多重反馈有源滤波器电路如图724所示，运放同相端接
18、地，信号从反相端输入，输出信号分别通过Y4和Y5反馈到输入端。根据电路可列出如下方程：(730a)(730b)(730c)联立解方程式(730)，得传递函数(731)第66页/共196页图724多重反馈有源滤波器第67页/共196页则该电路为带通滤波器，如图725(a)所示。令C3=C4=C，其传递函数为(732)与表71中带通滤波器的标准传递函数(733)第68页/共196页比较，得中心角频率(734)(735)(736)-3dB带宽中心频率增益取R2R1,有第69页/共196页画出幅频特性如图725(b)所示。调节R2,使中心频率变化，但带宽不变，增益也不变。这是该电路的特点，也是优点，如
19、图725(c)所示。图725带通滤波器第70页/共196页图725带通滤波器(a)电路；(b)幅频特性；(c)调节R2,幅频特性移动第71页/共196页724有源带阻滤波器带阻滤波器又称陷波器，用来滤除某一不需要的频率。例如，在微弱信号放大器中滤除50Hz工频干扰；在电视图像信号通道中滤除伴音干扰等等。组成带阻滤波器有以下几种方案：第72页/共196页一、用低通和高通滤波器并联组成带阻滤波器最典型的电路是无源双T网络加运算放大器，如图726(a)所示。无源双T网络是典型的由低通(R2CR)和高通(CR/2C)组合构成的带阻滤波器，但其Q值很低。加之反馈后，Q值有了很大的提高(见图726(b)。
20、该电路的传递函数为(737)可见，调节R2与R1的比例，可以控制Q值。第73页/共196页图726双T网络带阻滤波器及其幅频特性(a)电路；(b)幅频特性第74页/共196页二、用带通和相加器组成带阻滤波器用带通和相加器组成的带阻滤波器其框图如图727所示。例如，采用图725(a)的带通滤波器和相加器组合便构成带阻滤波器。因为(738)第75页/共196页图727用带通滤波器和相加器组成带阻滤波器第76页/共196页只要令A=-1(即令图725(a)中的R5=2R1)，则(739)第77页/共196页图728给出一个用于滤除50Hz工频干扰的50Hz陷波器电路。其中，A1组成带通滤波器，A2组
21、成相加器。其幅频特性和输入输出波形如图729所示(用Workbanch分析的结果)。图中输入信号(1V/1.5Hz)代表待放大的信号，它受到1V/50Hz的干扰。经50Hz陷波器处理后，50Hz干扰被抑制，输出了比较干净的信号。该电路可作为生物电信号放大电路中的工频干扰抑制电路。第78页/共196页图72850Hz陷波器电路第79页/共196页图72950Hz陷波器的幅频特性及输入输出波形第80页/共196页725全通滤波器全通滤波器的幅频特性是平行于频率轴的直线，所以它对频率没有选择性。人们主要利用其相位频率特性，作为相位校正电路或相位均衡电路。图730所示，是一个一阶全通滤波器或移相器，其
22、传递函数为(740)(741a)(741b)第81页/共196页画出辐频特性及相频特性如图731(a)、(b)所示。二阶全通滤波器的电路较复杂，读者可参考有关参考书。图730一阶全通滤波器(移相器)电路第82页/共196页图731一阶移相器的幅频特性及相频特性第83页/共196页726模拟电感电路当前的集成工艺，还不能制作电感。人们可利用运算放大器和RC电路，产生等效的模拟电感。图732所示是一个简单的模拟电感产生电路。由图可推导出等效阻抗Zi为(742)(743)第84页/共196页图732简单的模拟电感产生电路第85页/共196页称等效电感或模拟电感。令C2=1F，R1=R2=10k，则L
23、a=100H(享利)。图733给出一个著名的“频变负阻”电路，它可以产生模拟电感。图中显示了各支路电流和各节点电压的表达式。(744)容易导出，等效输入阻抗为第86页/共196页图733频变负阻电路产生模拟电感第87页/共196页(745)(746)第88页/共196页该电路和R、C元件配合，可以组成各种滤波器。例如，如图734所示，在该电路前端加电阻R6和电容C6,便构成一带通滤波器。图中K为输出缓冲放大器。变换元器件，该电路还可实现其它类型的有源滤波器，读者可自行去组合。有时，我们也称图733电路为“频变负阻”电路。这是因为，令(747)第89页/共196页图734由模拟电感构成的带通滤波
24、器第90页/共196页可见，Zi是一个随频率变化的负阻，故称为“频变负阻”或“二阶电容”。“频变负阻”器件在构成有源梯形滤波器中有着特殊用途，因而受到人们的重视。第91页/共196页727基于双积分环的二阶有源滤波器现在我们介绍一种多功能滤波器，即基于双积分环拓扑结构的二阶有源滤波器。因为这类滤波器可以用状态方程描述，所以又称状态变量滤波器。这类滤波器往往可同时实现高通、带通和低通，而且由积分器和相加器组成，在实际中有着广泛的应用。我们知道，二阶高通滤波器的传递函数为第92页/共196页(748)(749)其中A为高频增益。将该式移项整理，得第93页/共196页式中：第一项表示输入信号Ui经A
25、倍放大；第二项表示输出UHP经过 一 次 反 相 积 分(-0/s)再 数 乘 1/Q；第 三 项 表 示UHP经 二 次 反 相 积 分(20/s2)再反相，而UHP又等于这三项相加。式(749)的信号流图如图735所示。由图735可知：(750)(751)该式具有一个原点零点，所以是带通滤波器的传递函数。同理：第94页/共196页图735状态变量滤波器的信号流图表示法第95页/共196页该式没有零点,可见是一个低通滤波器的传递函数。由上可见，该滤波器三个不同输出端分别对应高通、带通和低通，实现了多种滤波功能。图736给出一个具体电路的例子，其中A2、A3组成反相积分器，A1为相加器。对照图
26、735的信号流图，相加器必须体现数乘及符号关系，故应满足下列关系式：(752c)(752b)(752a)第96页/共196页由式(752b)和(752c)可见，该电路在满足R1=Rf条件下，品质因素Q与放大倍数A之间有一定的制约关系，即(753)第97页/共196页图736状态变量滤波器实例第98页/共196页728 开关电容网络 RC有源滤波器的滤波特性取决于RC时常数及运放的性能。如果要求时常数很大，全集成化几乎是不可能的。这也是制约通讯设备全集成化的因素之一。人们寻求一种能够实现滤波器全集成化的途径，开关电容因此应运而生。它是基于电容器电荷存贮和转移原理，由受时钟控制的MOS开关、MOS
27、电容和MOS运放组成的网络。它没有电阻，而用开关和电容代替电阻的功能。开关电容网络是一种时间离散、幅度连续的取样数据处理系统，在信号产生、放大、调制、A/D、D/A中有着广泛的应用。第99页/共196页一、开关电容模拟电阻如图737(a)所示，MOS场效应管开关V1和V2分别受两相不重叠时钟1和2控制(如图737(b)所示)。当1为高电平、2为低电平时，V1导通，V2截止，u1对C充电，其存贮的电荷Q1为第100页/共196页图737用开关和电容代替电阻(a)开关电容电路；(b)两相时钟；(c)等效电阻第101页/共196页而当1为低电平而2为高电平时，V1截止，V2导通，那么C存贮的电荷Q2
28、变为在时钟的一个周期Tc内，电容C存贮的电荷由Q1变为Q2,则意味着流过的等效电流(754)第102页/共196页就是由开关和电容组成的等效模拟电阻(如图737(c)。它不仅与电容值有关，而且与时钟频率fc成反比。可见，不仅可用电容和开关代替电阻，且可通过fc来控制R的大小。第103页/共196页二、开关电容积分器我们知道，用积分器和相加器可以组成状态变量滤波器，其中积分器是关键的单元电路，如图738(a)所示。根据开关和电容代替电阻的原理，开关电容积分器电路如图738(b)所示。RC积分器的时常数为RC，而开关电容积分器的时常数为(755)第104页/共196页可见，开关电容积分器的时常数取
29、决于时钟频率fc 和电容比(C2/C1)。在MOS集成工艺中，电容比的精度可以达到很高(0.1%0.01%)，而且通过控制fc可以十分精确地控制时常数。因此，滤波器的精度也很高。第105页/共196页图738开关电容积分器(a)RC积分器；(b)开关电容积分器第106页/共196页理想RC积分器和开关电容积分器的传输函数分别为(756a)(756b)图738(b)开关电容积分器的工作过程为：当1为高时，ui对C1充电，电荷q1=UiC1;而当2为高时，C1被接到运放虚地点，C1被强迫放电，而将前个时刻积累的电荷q1全部转移给C2,如图739所示。第107页/共196页图739开关电容积分器工作
30、情况第108页/共196页图740(a)、(b)分别给出具有普遍应用价值的有耗积分器和差分积分器。对 于 图 740(a)，V1、V2和C1等 效 为R1,V3、V4和C2等 效 为R2,R2并联在积分电容C上，所以是一个有耗积分器。而对于图740(b)，当1为高时，(ui1-ui2)给C1充电，其电荷q1=C1(ui1-ui2)，而当2为高时，C1被接至运放虚地与地之间，所以C1电荷全部转移给C2,所以是一个差分积分器。第109页/共196页图740开关电容有耗积分器和差分积分器第110页/共196页图740开关电容有耗积分器和差分积分器第111页/共196页图741(a)是一个多功耗的二阶
31、RC状态变量滤波器，A1构成有耗积分器，A2组成理想积分器，第三级(A3)组成反相比例放大器(Auf3=-1)。用开关电容网络实现的相应电路如图741(b)所示，利用第一级组成差分有耗积分器，可以省去A3的反相器。第112页/共196页图741开关电容滤波器(a)RC状态变量滤波器；(b)相应的开关电容网络实现第113页/共196页图741开关电容滤波器(a)RC状态变量滤波器；(b)相应的开关电容网络实现第114页/共196页73 集成运算放大器精密二极管电路731 精密整流(限幅)电路在第一章，我们曾经介绍过半波整流(限幅)电路。如图742(a)所示，这种电路由于二极管死区电压UVON(硅
32、管一般为0.60.7V左右)的影响，存在限幅模糊现象。也就是当信号较小时，二极管不导通或导通不良。一般要求ui0.7V才行。如图742(b)所示。第115页/共196页图742一般二极管整流电路(a)电路；(b)二极管特性第116页/共196页一、精密半波整流电路一 种 精 密 半 波 整 流 电 路 如 图 743(a)所 示。由 图 可 见，当|uo|0.7V(即UVON)时，二极管V1及V2均不导通，运放处于开环工作状态，其开环放大倍数极大(如105)；而当|uo|0.7V后，其中总有一个二极管 导 通，电 路 进 入 正 常 的 限 幅 状 态。而 要 使|uo|0.7V,ui只 需0
33、.7V/105=7V，可见，消除了由二极管死区电压引起的限幅模糊现象。第117页/共196页图743精密半波整流电路(a)电路；(b)传输特性；(c)波形第118页/共196页(1)当ui0,uo0时，V1截止，V2导通，R1、R2构成反相比例放大器，(2)当ui0，uo0时，V1导通，V2截止，uo=0，而V1导通，保证了运放仍处于闭环工作。该电路的传输特性及输出波形分别如图743(b)、(c)所示。第119页/共196页二、精密全波整流电路绝对值电路用半波整流和相加器便构成了全波整流电路，如图744(a)所示，其具体电路如图744(b)所示。图744(b)中，A1构成半波整流，A2构成相加
34、器。其工作原理为：(1)当ui0时，uo1=-ui,uo=-ui-2uo1=-ui+2ui=ui(2)当ui0时，uo1=0,uo=-ui=-(-|ui|)=|ui|。所以(757)第120页/共196页图744精密全波整流电路绝对值电路(a)框图；(b)实际电路第121页/共196页图744精密全波整流电路绝对值电路(a)框图；(b)实际电路第122页/共196页精密全波整流电路的传输特性及输出波形，如图745所示。图745精密全波整流电路的传输特性及输出波形第123页/共196页732峰值检波电路在一些测量电路中，需要检出信号峰值，如图746(a)所示。实现这种功能的关键是电容只充电而不放
35、电，其电路之一如图746(b)所示。由图可见：当uiuo时，uo10，二极管开关V导通，C充电，且整个电路(A1、A2)构成跟随器，uo=uCui，输出跟随ui增大；当uiuo时，uo10，V截止，A2输入阻抗很大，C无放电回路，故uo=uC，处于保持状态。这样，即可以实现峰值检波。第124页/共196页图746峰值检波及电路(a)波形；(b)电路第125页/共196页733取样保持电路取样保持电路由取样门(开关)和保持电容组成。当取样脉冲到来时，取样门闭合，uC=ui(uiuC,C充电，uiuC,C放电)。当取样脉冲过去时，取样门打开，电容电压保持不变。这样，就可以将输入信号ui对应取样脉冲
36、到达时刻的样品取出，且在脉冲休止期间保持住。其模型如图7-47(a)所示。第126页/共196页如果我们将图746(b)中的单向开关(二极管V)换成一个双向开关，电容不仅有充电回路，也有放电回路，则可实现取样保持功能。图747(b)给出一个用场效应管开关代替二极管开关的电路。当取样脉冲uS为高电平时，V导通。此时，若uiuC，电容C充电且uC=ui。若uiuC，电容仍可通过V向运放放电，且也能保证uC=ui。而当uS为低电平，且uS uGSoff(夹断电压)时，则场效应管截止，电容电压保持。(758)第127页/共196页图747取样保持电路(a)模型；(b)电路第128页/共196页图747
37、取样保持电路(a)模型；(b)电路第129页/共196页74 电压比较器及弛张振荡器741电压比较器 一、电压比较器的基本特性电压比较器的功能是比较两个输入电压的大小，据此决定输出是高电平还是低电平。高电平相当于数字电路中的逻辑“1”，低电平相当于逻辑“0”。比较器输出只有两个状态，不论是“1”或是“0”，比较器都工作在非线性状态。所以，“虚短路”概念不能随便应用。第130页/共196页图748给出了电压比较器的符号及传输特性。其反相输入端加信号ui，同相输入端加参考电压(ur)。比较器一般是开环工作，其增益很大。所以，当uiur时，输出为“高”；反之，当uiur时，输出为“低”。而当ui接近
38、ur时，输出电平发生转换，此刻同相端和反相端可看成“虚短路”。其它时刻U+与U-可能差得很远(即U+U-)。电压比较器的输入为模拟量，输出为数字量(0或1)，可作为模拟和数字电路的接口电路，也可作为一位模数转换器，在实际中有着广泛应用。第131页/共196页图748电压比较器的符号及传输特性第132页/共196页1.高电平(UoH)和低电平(UoL)电压比较器可以用运放构成，也可用专用芯片构成。用运放构成的比较器，其高电平UoH可接近于正电源电压(UCC)，低电平UoL可接近于负电源电压(-UEE)。在有些应用场合，对输出加以限幅，如图7-49所示。其中图749(a)电路的高低电平等于(UVZ
39、+UVD)，图749(b)电路的高低电平等于(UVZ+UVD)。第133页/共196页2.鉴别灵敏度事实上，集成运放和专用比较器芯片的Aud不为无穷大，ui在ur附近的一个很小范围内存在着一个比较器的不灵敏区。如图748(b)中虚线所示的输入电压变化范围，在该范围内输出状态既非UoH，也非UoL，故无法实现对输入电平大小进行判别。Aud越大，则这个不灵敏区就越小，工程上称比较器的鉴别灵敏度越高。第134页/共196页图749输出限幅电路(a)UoH=UVZ1+UVD2,UoL=-(UVD1+UVZ2);(b)UoH=UVD1+UVZ+UVD2,UoL=-(UVD4+UVZ+UVD3)第135页
40、/共196页3.转换速度作为比较器的另一个重要特性就是转换速度，即比较器的输出状态产生转换所需要的时间。通常要求转换时间尽可能短，以便实现高速比较。比较器的转换速度与器件压摆率SR有关，SR越大，输出状态转换所需的时间就越短，比较器的转换速度越高。电压比较器一般为开环应用或正反馈应用，不需要相位补偿电容。第136页/共196页二、电压比较器的开环应用简单比较器 1.过零比较器在图748(a)中，令参考电平ur=0,则输入信号ur与零比较，ur0，输出为低(UoL),而ur0，输出为高，其波形如图7-50(a)所示。这种电路可做为零电平检测器。该电路也可用于“整形”，将不规则的输入波形整形成规则
41、的矩形波。第137页/共196页图750过零比较器及脉宽调制器输出波形(a)过零比较器整形波形；(b)脉宽调制器输出波形第138页/共196页2.脉宽调制器若参考信号ur为三角波，而输入信号ui为缓变信号，如经传感器变换的温度、压力等信号，则随着ui的变化，输出矩形波的脉宽也随之变化。所以，开环比较器还可实现脉宽调制，如图750(b)所示。第139页/共196页三、迟滞比较器双稳态触发器 1.简单比较器应用中存在的问题如图748(a)所示的比较器存在两个问题：一是输出电压转换时间受运放压摆率SR的限制，导致高频脉冲的边缘不够陡峭(如图751(a)所示)；二是抗干扰能力差，如图751(b)所示，
42、若ui在参考电压ur(=0)附近有噪声或干扰，则输出波形将产生错误的跳变，直至ui远离ur值才稳定下来。如果对受干扰的uo波形去计数，计数值必然会多出许多，从而造成极大的误差。第140页/共196页图7-51简单比较器输出波形边缘不陡峭及受干扰的情况(a)输出波形边缘不陡峭(b)受干扰情况第141页/共196页2.迟滞比较器电路及传输特性为了解决以上两个问题，在比较器中引入正反馈，构成所谓“迟滞比较器”。这种比较器具有很强的抗干扰能力，而且，由于正反馈加速了状态转换，从而改善了输出波形的边缘。1)反向输入的迟滞比较器反向输入的迟滞比较器电路如图752(a)所示。其中R2将uo反馈到运放的同相端
43、与R1一起构成正反馈，其正反馈系数F正为第142页/共196页图752迟滞比较器电路及传输特性(a)电路；(b)传输特性第143页/共196页图752迟滞比较器电路及传输特性(a)电路；(b)传输特性第144页/共196页电路中R及带温度补偿的稳压管(VZ1、VZ2)组成输出限幅电路，使输出电压的高低电平限制在(UVZ+UVD)。下面我们来分析该电路的传输特性。因为信号加在运放反相端，所以ui为负时，uo必为正，且等于高电平UoH=+(UVZ1+UVD2)。此时，同相端电压(U+)为参考电平Ur1:(759)(760)第145页/共196页当ui由负逐渐向正变化，且ui=Uf=Ur1时，输出将
44、由高电平转换为低电平。我们称uo从高到低所对应的ui转换电平为上门限电压，记为UTH。可见(761)而后，ui再增大，uo将维持在低电平。此时，比较器的参考电压Ur将发生变化，即(762)第146页/共196页当ui由正变负的比较电平将是Ur2(负值)，故只有当ui变得比Ur2更负时，uo才又从低变高。所以，称Ur2为下门限电压，记为UTL。(763)第147页/共196页综上所述，迟滞比较器的传输特性如图752(b)所示。由于它像磁性材料的磁滞回线，所以称之为迟滞比较器或滞回比较器。迟滞比较器的上、下门限之差称之为回差，用U表示：(764)第148页/共196页如图753所示。由于使电路输出
45、状态跳变的输入电压不发生在同一电平上，若ui上叠加有干扰信号时，只要该干扰信号的幅度不大于回差U，则该干扰的存在就不会导致比较器输出状态的错误跳变。应该指出，回差U的存在使比较器的鉴别灵敏度降低了。输入电压ui的峰峰值必须大于回差，否则，输出电平不可能转换。第149页/共196页图753迟滞比较器输出波形第150页/共196页2)同相输入迟滞比较器电路如图754(a)所示，信号与反馈都加到运放同相端，而反相端接地(U-=0)。只有当同相端电压U+=U-=0时，输出状态才发生跳变。而同相端电压等于正反馈电压与ui在此端分压的叠加。据此，可得该电路的上门限电压和下门限电压分别为(765a)(765
46、b)第151页/共196页其传输特性如图754(b)所示，读者可自行分析。迟滞比较器又名施密特触发器或双稳态电路，它有两个状态，且具有记忆功能。第152页/共196页图754同相输入迟滞比较器及其传输特性(a)电路；(b)传输特性第153页/共196页742弛张振荡器弛张振荡器即方波三角波产生器。对于方波信号发生器，其状态有时维持不变，而有时则发生突跳。为区别于正弦振荡器，人们将这种有张有弛的信号发生器称之为弛张振荡器。弛张振荡器必须是一个正反馈电路，它由两部分组成：一部分是状态记忆电路;另一部分是定时电路，即控制状态转换时间的电路。如图755所示，一般用迟滞比较器作为状态记忆电路，而用积分器
47、作为定时电路。第154页/共196页图755弛张振荡器框图第155页/共196页一、单运放弛张振荡器单运放将状态记忆电路和定时电路集中在一起，如图756(a)所示，其中带正反馈的运放构成迟滞比较器，RC构成积分器即定时电路。其波形如图756(b)所示。第156页/共196页图756单运放弛张振荡器电路及波形第157页/共196页假定输出为高电平(UoH=UVZ+UVD)，且电容初始电压uC(0)=0，那么电容被充电，uC(t)以指数规律上升，并趋向UoH。此时，运放同相端电压U+为(766)该电压为比较器的参考电平。当uC上升到该电平值时，即U-=U+，则输出状态要发生翻转，即由高电平跳变到低
48、电平UoL。我们将此时的U+记为高门限电压UTH：(767)第158页/共196页一旦Uo变为低电平，电容开始放电，后又反充电，uC以指数规律下降，并趋向UoL。但是，因为此时的U+变为另一个参考电平(下门限电压)当uC下降到UTL时，输出又从低电平跳变到高电平。周而复始，运放输出为方波，其峰峰值为(768)(769)第159页/共196页电容电压uC(t)为近似的三角波，其峰峰值为(770)因为电容充电和放电时常数均等于RC，所以T1=T2，占空比D=T2/T=50%。现在来计算振荡频率f0。首先计算时间T1。如图756(b)所示，根据三要素法，电容电压uC(t)为(771)第160页/共1
49、96页(772)将式(771)代入式(770)，得第161页/共196页如果要求改变占空比，只要令电容C充电和放电时常数不同即可，如图757(a)所示。只要调节电位器抽头的位置，充放电时常数就不等。(773)第162页/共196页图757占空比可调的弛张振荡器(a)电路；(b)波形第163页/共196页二、双运放构成的弛张振荡器如图758所示，运放A1构成同相输入的迟滞比较器，A2为理想积分器。A1输出为方波，该方波通过电阻R给电容C恒流充放电，形成三角波，反过来三角波又去控制迟滞比较器的状态转换，周而复始形成振荡，其波形如图759所示。第164页/共196页图758双运放方波三角波振荡器第1
50、65页/共196页图759双运放方波三角波第166页/共196页1.uo1和uo2幅度的计算1)uo1的幅度由 图 可 见，uo1的 高 电 平UoH=UVZ+UVD，低 电 平UoL=-(UVZ+UVD)，所以其峰峰值为(774)uo2为三角波。当uo1为高电平时，C充电，充电电流(为电位器RW的分压比)，uo2随时间线性下降。再看A1，其反相端接地，当U+过零时，A1输出状态翻转，而U+等于uo1和uo2的叠加，即第167页/共196页2)uo2的幅度同理，当uo2为低电平时，C反充电，充电电流，uo2随时间线性上升，当U+再次过零时，算出第168页/共196页(775)第169页/共19