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1、其响应函数讨论如下：（1 1）当 ，系统为欠阻尼系统时，由式（3.4.83.4.8）有 或 式（3.4.103.4.10）中的第二项是瞬态项，是减幅正弦振荡函数，它的振幅随时间t t的增加而减小。（3.4.103.4.10）第1页/共64页 （2 2）当 ，系统为无阻尼系统时，由式(3.4.9)(3.4.9)可知 （3 3）当 ，系统为临界阻尼系统时，由式（3.4.83.4.8），有 其响应的变化速度为：由此式可知：当t=0t=0时，时，时，这说明过渡过程在开始时刻和最终时刻的变化速度为零，过渡过程是单调上升的。(3.4.12)(3.4.12)第2页/共64页（4）当 ，系统为过阻尼系统时，由
2、式（3.4.8）有 式中，(3.4.13)(3.4.13)第3页/共64页 计算表明，当 时，在式（3.4.133.4.13）的两个衰减的指数项中，的衰减比 的要快得多，因此，过渡过程的变化以 项其主要作用。从S S平面看，愈靠近虚轴的根，衰减越慢，对过渡过程影响愈大，起主导作用。式（3.4.103.4.10）式（3.4.133.4.13）所描述的单位阶跃响应函数如图3.4.33.4.3所示第4页/共64页第5页/共64页二阶系统的单位阶跃响应函数过渡过程特性 ：为衰减振荡，随着阻尼的减小，振荡愈加强烈；=0：等幅振荡；=1和1时：单调上升。过渡过程的持续时间：无振荡单调上升的曲线：=1时的时
3、间t最短；在欠阻尼系统中，当=0.4-0.8时，时间比=1时的更短，而且振荡不太严重。设计：二阶系统一般工作在=0.4-0.8的欠阻尼状态。保证振荡适度、持续时间较短。特征参数 与值 决定 瞬态响应 决定 过渡过程。第6页/共64页 在根据给定的性能指标设计系统时，将一阶系统与二阶系统相比，通常选择二阶系统，这是因为二阶系统容易得到较短的过渡过程时间，并且也能同时满足对振荡性能的要求。第7页/共64页三 二阶系统响应的性能指标考虑：一）产生阶跃输入比较容易，而且从单位阶跃响应也较容易求得任何其它输入的响应；二）在实际中，许多输入与阶跃输入相似，而且阶跃输入又往往是实际中最不利的输入情况。因此:
4、性能指标以系统对单位阶跃输入的时域响应量值给出。因为：无振荡的单调过程的过渡时间太长，故除了那些不允许产生振荡的系统外，通常都允许系统有适度的振荡，以获得较短的过渡过程时间。所以：在设计二阶系统时，常使系统在欠阻尼（通常取 ）状态下工作。第8页/共64页有关二阶系统响应的性能指标的定义及计算公式除特别说明者外，都是针对欠阻尼二阶系统而言的；更确切地说，是针对欠阻尼二阶系统的单位阶跃响应的过渡过程而言的。欠阻尼二阶系统的单位阶响应的过渡过程的特性，通常采用下列性能指标（见图3.4.43.4.4）描述:第9页/共64页（1 1）上升时间（2 2）峰值时间（3 3）最大超调量（4 4）调整时间（5
5、5）振荡次数N N第10页/共64页1 1、上升时间 响应曲线从原工作状态出发，第一次达到输出稳态值所需的时间定义为上升时间（对于过阻尼系统，一般将响应曲线从稳态值的10%10%上升到90%90%所需的时间称为上升时间）。欠阻尼二阶系统（），阶跃相应为：根据定义，时，由式（3.4.93.4.9），得 考虑 故有 令 得 因为上升时间 是 第一次到达输出稳态值的时间，故取 即 由关系式 ，当 增大，就增大。(3.4.9)(3.4.9)第11页/共64页2 2、峰值时间 响应曲线达到第一个峰值所需的时间定义为峰值时间，将式（3.4.93.4.9）对时间t t求导数，并令其为零，便可求得峰值时间即由
6、 由定义取 因此 可见峰值时间是有阻尼振荡周期 的一半，另外，由关系式（3.4.153.4.15）及 可知，当一定时，增大，就减小；当 一定时，增大，就增大，此情况与 的相同。(3.4.15)(3.4.15)第12页/共64页3 3、最大超调量 最大超调量定义，即 因为最大超调量发生在峰值时间，时，故将式（3.4.93.4.9）与 代入式（3.4.163.4.16），可求得：超调量 只与阻尼比有关，而与无阻尼固有频率 无关。所以，的大小说明系统的阻尼特性。当系统阻尼比确定后，即可求得与其相对的超调量 ；反之，如果给出了系统所要求的 ，也可由此确定相应的阻尼比。当=0.4=0.40.80.8时，
7、相应的超调量 。第13页/共64页4 4、调整时间 是指定微小量，一般取 所需的时间，定义为调整时间 。，在 之后，系统的输出不会超过下述允许范围：又因此时 因此 由 所表示的曲线是式（3.4.203.4.20）所描述的减幅正弦曲线的包络线，因此，可将由式（3.4.203.4.20）所表达的条件改为：解得代入式（代入式（3.4.193.4.19），得），得第14页/共64页 若取 得 若取 得 当 时，可分别将式（3.4.223.4.22）和式（3.4.233.4.23）近似取为：与之间的精确关系，可由式（3.4.203.4.20）求得，当 ，为最小；当 ，为最小，在设计二阶系统时，一般取 作
8、为最佳阻尼比。此时不仅 小，而且起调量 也不大，取 的另一理由将在4.44.4中说明。（3.4.223.4.22）（3.4.233.4.23）第15页/共64页 具体设计：根据最大超调量 的要求，确定阻尼，所以调整时间 主要是根据系统的 来确定的。由此可见，二阶系统的特征参数 决定系统的调整时间 和最大超调量 ；反过来，根据对 的要求，也能确定二阶系统的特征参数 。第16页/共64页5 5、振荡次数N N 在过渡过程时间 内，穿越其稳态值 的次数的一半定义为振荡次数，从式（3.4.10）可知，系统的振荡周期是 所以其振荡次数为：因此，当 时，由 ，得 从式（3.4.24）和式（3.4.25）可
9、以看出，振荡次数N随着的增大而减小，它的大小直接反映了系统的阻尼特性。（3.4.243.4.24）（3.4.253.4.25）第17页/共64页由以上讨论，可得如下结论：（1）要使二阶系统具有满意的动态性能指标，必须选择合适的阻尼比和无阻尼固有频率 ，提高 ，可以提高系统的响应速度，减少增大，可以减弱系统的振荡性能，降低 ，减小N N，但增大 。一般情况下，系统在欠阻尼状态 下工作，通常根据允许的超调量来选择阻尼比.（2 2）系统的响应速度与振荡性能（稳定性）之间是存在矛盾的。要兼顾系统的振荡性能和响应速度，就要选取合适的和 值。第18页/共64页四.二阶系统计算举例 解 由图3.4.6（a）
10、可知，是阶跃力输入，8.9N，是输出位移。由图3.4.6（b）可知系统的稳态输出 0.03m，0.0029m，此系统的传递函数显然为：式中：第19页/共64页（1 1）求k k 由LaplaceLaplace变换的终值定理可知：而 0.03m，因此k297N/m.。其实，根据Hooker定律很容易直接计算k。因为 即为静变形，即可视为静载荷，从而有 即得第20页/共64页(2)(2)求m m 由式（3.4.163.4.16）得 又由式（3.4.17）求得 将 代入 中，得 。再由 求得m77.3kg。（3）求c c 由 ，求得第21页/共64页例3.3.解(1)将系统的闭环传递函数写成如式（3
11、.4.1）所示的标准型式：对照式（3.4.1），可知此二阶系统的 和 。将值代入式（3.4.17）得 但 ，故不能满足本题要求。第22页/共64页(2)图3.4.7（b）所示系统的闭环传递函数为：为了满足条件：，由式（3.4.17）算得 。现因 ，而 从而求得 从此题可以看出，如第二章所讲，当系统加入微分负反馈时，相当于增加了系统的阻尼比，改善了系统振荡性能，即减小了 ，但并没有改变无阻尼固有频率 。第23页/共64页 3.5 3.5 高阶系统的响应分析 实际上，大量的系统，用高阶微分方程来描述。这种系统叫做高阶系统。对高阶系统的研究和分析，一般是比较复杂的。在分析高阶系统时，要抓住主要矛盾，
12、忽略次要因素，使问题简化为零阶、一阶与二阶环节等的组合，而且也可包含延时环节，而一般所关注的，往往是高阶系统中的二阶振荡环节的特性。因此，本节将着重阐明高阶系统过渡过程的闭环主导极点的概念，并利用这一概念，将高阶系统简化为二阶振荡系统。第24页/共64页 3 35 51 1 高阶系统的时间响应分析 设高阶系统的动力学方程（此处未计入延时环节）为：于是系统的传递函数为：（3.5.13.5.1）第25页/共64页若n n阶系统的传递函数有q q个实数极点和2r2r个共轭复数极点（包含共轭虚数）则可写成为：故系统的单位阶跃响应函数的LaplaceLaplace变换式为：式中第26页/共64页 由以上
13、分析可知，在系统的传递函数的极点中，如果距虚轴最近的一对共轭复数极点的附近没有零点，而其他的极点距虚轴的距离都在这对极点距虚距离的五倍数上时，则系统的过渡过程的形式及其性能指标主要取决于距虚轴最近的这对共轭复数极点。这种距虚轴最近的极点称为“主导极点”，它们经常以共轭复数的形式成对出现。应用主导极点分析 高阶系统的过渡过程，实质上就是把高阶系统近似作为二创振荡系统来处理，这样就大大简化了系统的分析和综合工作，但在应用这种方法时一定要注意条件，同时还要注意，在精确分析中，其他极点与零点对系统过渡的影响不能忽视。第27页/共64页 3.6 3.6 系统误差分析与计算 “准确”是控制系统的一个重要性
14、能 。实际系统：输出量不能绝对精确地达到所期望的数值，期望的数值与实际输出的差就是所谓的误差。1.1.存在随机干扰作用时，可能带来随机误差；2.2.元件的性能不完善、变质或者存在诸如干摩擦、间隙、死区等非线性时，也可能带来误差。本节讨论在没有随机干扰作用，元件也是理想的线性元件的情况下，系统的误差。第28页/共64页 稳定的自动控制系统，在某一典型输入作用下，系统的运动大致可以分为两个阶段：过渡过程或瞬态；某种新的平衡状态或稳态。系统的输出量:瞬态分量(或自由响应););稳态分量(或强迫响应)系统的误差:瞬态误差;稳态误差 瞬态误差随过渡过程逐渐衰减，稳态误差最后成为误差的主要部分。这一误差与
15、系统的输入、系统的结构和参数有关。对不稳定系统根本谈不上误差问题。第29页/共64页1.1.系统的误差e(t)e(t)与偏差的计算 控制系统的误差：以系统输出端为基准来定义的。设 是控制系统所希望的输出，是其实际的输出，则误差定义为：其LaplaceLaplace变换记为 （为避免与偏差E(s)E(s)混淆，用下标1 1区别），控制系统的偏差：以系统的输入端为基准来定义的,记为：其LaplaceLaplace变换为 ：式中，H(s)H(s)为反馈回路的传递函数；(3.6.1)(3.6.1)(3.6.2)(3.6.2)第30页/共64页 偏差 之间存在关系：闭环控制系统之所以能对输出Xo(s)X
16、o(s)起自动控制作用，就在于运用偏差 进行控制。当 时，由于E(s)E(s)0 0，控制作用力图将Xo(s)Xo(s)值调节到Xor(s)Xor(s)值；反之 时，应有E(s)E(s)0 0，而使 不再对Xo(s)Xo(s)进行调节。第31页/共64页 当 时:故 或 由上式可求得一般情况下系统的误差与偏差之间的关系为：或 偏差：在实际系统中是可以测量的,因而具有一定的物理意义；误差：在实际系统中无法测量，因而一般只具有数学意义，在性能指标中经常使用。在后面叙述中，均采用偏差进行计算与分析。如果需要计算误差，求出偏差后依据(3.6.4)(3.6.4)式可求出。对单位反馈系统来说来说 ，故偏差
17、 与误差e(t)e(t)相同.上述关系如图3.6.13.6.1所示。(3.6.4)(3.6.4)第32页/共64页(2)(2)误差e(t)e(t)的一般计算 一般情况下分析、计算系统的误差e(t)e(t)：设输入 与干扰N(s)同时作用于系统，如图3.6.2所示.第33页/共64页 现可求得在图示情况下的Xo(s)Xo(s)，即 式中，为输入与输出之间的传递函数 为干扰与输出之间的传递函数 将式（3.6.33.6.3）、式（3.6.53.6.5）代入式（3.6.13.6.1）得：3.6.5 3.6.5 第34页/共64页 式中，为无干扰n n(t t)时误差e e(t t)对于输入xixi(t
18、 t)的传递函数，为无输入xixi(t t)时误差e e(t t)对于干扰n n(t t)的传递函数。与 总称为误差传递函数，反映了系统的结构与参数对误差的影响。（3.6.63.6.6）第35页/共64页3.3.系统的稳态误差与稳态偏差 系统的稳态误差：稳定的系统进入稳态后的误差,因此,稳态误差的定义为：为了计算稳态误差，可先求出系统的误差信号的LaplaceLaplace变换式，再用终值定理求解 同理，系统的稳态偏差3.6.73.6.7 3.6.83.6.8 3.6.93.6.9 第36页/共64页4.4.与输入有关的稳态偏差 现分析如图3.6.33.6.3所示的系统的稳态偏差。由图3.6.
19、33.6.3可知 故 由终值定理得稳态偏差为 即（3.6.103.6.10）（3.6.113.6.11）第37页/共64页稳态偏差不仅与系统特性（结构与参数）有关，而且与输入信号特性有关。设系统的开环传递函数Gk(s)为 式中，n,mn,m分别为GKGK(s s)的分母，分子阶数，k k是系统的开环增益,v,v为串联积分环节的个数，或称系统的无差度，它表征辽系统的结构特征。3.6.12 3.6.12 第38页/共64页 若记 显然 则将系统的开环传递函数表达为 工程上一般规定：v=0,1,2v=0,1,2时 分别称为0 0型,I,I 型和II II 型系统。v v 愈高,稳态精度愈高,但稳定性
20、愈差,因此,一般系统不超过IIIIII型。3.6.133.6.13第39页/共64页（1 1）当输入为阶跃信号（位置输入信号）时，系 统的稳态偏差为 式中，称 为位置无偏系数。表示单位阶跃输入时的稳态偏差，称稳态位置偏差 对于 0 0型系统，为有差系统，且K K愈大 愈小。对于I I、II II 型系统，为位置无差系统。可见，当系统开环传递函数中有积分环节存在时，系统阶跃响应的稳态值将是无差的。而没有积分环节时，稳态是有差的。为了减少误差，应当适当提高放大倍数。但过大的K K值，将影响系统的相对稳定性。3.6.143.6.143.6.153.6.15 第40页/共64页（2 2）当输入为斜坡信
21、号（速度输入）时，系统的稳态偏差 xi(t)=r(t)=t (t0)，Xi(s)=1/s2，称 为速度无偏系数，对于0 0型系统，对于I I型系统，对于IIII型系统，表示单位斜坡输入时的稳态偏差，称稳态速度偏差。3.6.16 3.6.16 3.6.173.6.17第41页/共64页 上述分析说明，0型系统不能适应斜坡输入，因为其稳态偏差为；I型系统能跟踪斜坡输入，但存在稳态偏差，同样可以增大K值来减少偏差；对于II型或高于II型的系统，对斜坡输入响应的稳态是无差的。用三角波模拟I型系统斜坡输入时的输出波形如图3.6.4所示。第42页/共64页（3 3）当输入为抛物线信号（加速度）输入时，系统
22、的稳态偏差 xi(t)=t2/2 (t0)，Xi(s)=1/s3 式中 称为加速度无偏系数。对于 0 0、I I型系统，对于II II 型系统，3.6.193.6.193.6.183.6.18第43页/共64页 可见，当输人为加速度信号时，0 0、工型系统不能跟随，型为有差，要无差则应采用型或高于型的系统。型系统加速度信号输人时，输入输出波形如图3 36 65 5所示。上述讨论的稳态偏差根据式(3(36 64)4)可以换算为稳态误差。第44页/共64页 综上所述，在不同输入时不同类型系统中的稳态偏差可以列成表3 36 61 1。单位阶跃输入单位恒速输入单位恒加速度输入 0型系统 I型系统 0
23、II型系统 0 0系统的输入系统的开环第45页/共64页根据上面的讨论，可归纳出如下几点：(1)无偏系数的物理意义：稳态偏差与输入信号的形式有关，在随动系统中一般称阶跃信号为位置信号，斜坡信号为速度信号，抛物线信号为加速度信号。由输人“某种”信号而引起的稳态偏差用一个系数来表示，就叫“某种”无偏系数，如位置无偏系数，它表示了稳态的精度。“某种”无偏系数愈大，精度愈高；当无偏系数为零时即稳态偏差，表示不能跟随输出；无偏系数为 ，则稳态无差。第46页/共64页 (2)增加系统的型别时，系统的准确度将提高，然而当系统采用增加开环传递函数中积分环节的数目的办法来增高系统的型别时，系统的稳定性将变差，开
24、环传递函数中包含两个以上积分环节时，要保证系统的稳定性是比较困难的，因此型或更高型的系统实现起来是不容易的，实际上也是极少采用的。增大K K也可以有效地提高系统的准确度，然而也会使系统的稳定性变差。因此，稳定与准确是有矛盾的，需要统筹兼顾。为了减小误差，是增大系统的开环放大倍数K K还是提高系统的型别也需要根据具体情况作全面的考虑。第47页/共64页 (3)(3)根据线性系统的叠加原理，可知当输入控制信号是上述典型信号的线性组合时，即 输出量的稳态偏差应是它们分别作用时稳态偏差之和，即 (4)(4)对于单位反馈系统，稳态偏差等于稳态误差。对于非单位反馈系统，可由式(3(36 64)4)将稳态偏
25、差换算为稳态误差。必须注意，不能将系统化为单位反馈系统，再由计算偏差得到误差，因为两者计算出的偏差和误差是不同的。第48页/共64页 例361 设具有测速发电机反馈的位置随动系统如图3.6.6及3.6.7所示。要求计算当 ,系统的稳态偏差，并对系统在不同输入形式下，具有不同稳态偏差的现象进行物理说明。图3.6.63.6.6图3.6.73.6.7第49页/共64页 解:图3.6.6与图3.6.7是同一个系统,后者是原来的结构图,前者则是由后者变化而来.下面现分别求稳态偏差.图3.6.6所示，开环传递函数:,为I型系统:图3.6.7所示系统,开环传递函数为 ,为I型系统 第50页/共64页 同一系
26、统不同结构图下求得的偏差不同:物理意义从图3.6.73.6.7较好解释:系统对于阶跃输入信号不存在稳态偏差,由于系统受到阶跃位置信号作用后，其稳态输出必定是一个恒定的位置，这时伺服电动机必须停止转动。显然，要使电动机不转，加在电动机控制绕组上的电压必须为零。这就意味着偏差信号的稳态值等于零，因此系统不存在位置偏差。斜坡输入信号作用于系统，那么系统的输出量在进入稳态以后，必定以输入信号的速度转动。这样，就要求电动机作恒速运转，因此在电动机控制绕组上需要作用以一个恒定的电压，由此推得偏差信号的终值应等于一个常值，所以系统存在常值速度偏差o o 等加速输入信号作用于系统时，系统的稳态输出也应作等加速
27、变化，为此要求电动机控制绕组有等加速变化的电压输入，最后归结为要求误差信号随时间线性增长。显然，当 时，系统的加速度偏差差必为无穷大。第51页/共64页5.5.与干扰有关的稳态偏差 对系统除应考虑控制的输入作用外，还应考虑各种扰动的输入作用。系统在扰动作用下的稳态偏差反映了系统的抗干扰能力，对如图3.6.2所示系统，在考虑干扰的影响时，可以不考虑输入，即令 ，此时，由干扰引起的误差，即为干扰所引起的输出。由干扰引起的稳态偏差可由下式算出 根据式(6.2.4)可换算得稳态误差.下面通过例子，讨论控制器设计问题。3.6.20 3.6.20 3.6.213.6.21 3.6.223.6.22 3.6
28、.233.6.23 第52页/共64页 例362，图3.6.8是采用比例控制器的系统。比例控制器输出力矩M，用以改变被控对象的位置，N表示出现在执行机构上的阶跃力矩扰动。所谓比例控制规律是指控制器输出信号与误差信号之间呈比例关系，输入信号及干扰均为单位阶跃信号，分析系统其稳态偏差？图3.6.8 3.6.8 比例控制规律控制阶跃干扰 第53页/共64页 解：令 ，开环传递函数:,为I型系统，阶跃输入下，稳态偏差为0；令 ，则偏差为 系统总偏差为 。系统在阶跃力矩作用下，存在稳态偏误差的物理意义是明显的，稳态时，比例控制器产生一个与扰动力矩兄大小相等而方向相反的力矩，以进行平衡，该力矩折算到比较装
29、置输出端的数值为 ，所以系统必定存在常值误差 。第54页/共64页 为了减小阶跃扰动作用下的稳态误差，可以加大比例控制器增益，然而，过分加大增益对于本例虽不会使系统失去稳定,但却会使时间响应振荡性增大。如果是二阶以上系统，过大的可能导致系统失去稳定，因此，用增大的方法来减少系统在阶跃干扰下的稳态偏差，有一定的局限性。应采用比例积分控制器，如图3.6.9所示，图3.6.9 3.6.9 比例积分控制阶跃干扰第55页/共64页 同上分析：令 ，开环传递函数:,为II型系统，阶跃输入下，稳态偏差为0；令 ，则偏差为 系统总偏差为0。为了提高系统的准确度，增加系统的抗干扰能力，必须增大干扰作用点之前的回
30、路的放大倍数K，以及增加这一段回路中积分环节的数目。而增加干扰作用点之后到输出量之间的这一段回路的放大系数K2或增多这一段回路中积分环节的数目，对减小干扰引起的误差是没有好处的，不必要修改对象。第56页/共64页 3.7 3.7 脉冲函数 单位脉冲函数 及单位脉冲响应函数十分重要，有必要较深入讨论 与 的含义、物理背景及作用。单位脉冲函数 的定义如下：而 是 在 时的特例。如图3.6.13.6.1所示，在工程上常用长度等于1 1的有向线段来表示 在 区间的积分面积，线段的长度称为脉冲强度。(3.7.1)(3.7.1)第57页/共64页 若对系统输入一单位脉冲函数 ,则系统的单位脉冲的响应函数为
31、 ：因此，根据式（3.6.203.6.20），得 系统的传递函数的LaplaceLaplace逆变换是系统输入单位脉冲函数时的零初态响应或单位脉冲响应。（3.7.23.7.2）第58页/共64页 系统的单位脉冲响应函数 是对系统输入单位脉冲（即脉冲强度为1 1）时响应，因此，利用线性叠加原理，可以通过 求出系统在任意输入的响应。有：有：根据卷积定义，式（根据卷积定义，式（3.7.43.7.4）的右端就是）的右端就是 与与 的的卷积，所以，系统对任意输入函数响应等于该输卷积，所以，系统对任意输入函数响应等于该输入函数与单位脉冲响应函数的卷积入函数与单位脉冲响应函数的卷积。第59页/共64页简写成
32、根据卷只定理，式（3.7.5）的Laplace变换为：这与由传递函数的定义所导出的结果这全相同。理想的单位脉冲函数实际上是不可能得到的。在实际中，可以把持续时间比系统的时间常数T短得多（即脉冲宽度h0.1T）的脉冲输入信号件和单位脉冲，在试验时，三角脉冲或方波脉冲或方波脉冲来代替它（3.7.53.7.5）（3.7.63.7.6）第60页/共64页说明：单位脉冲响就函数的形式如同初始条件所决定的零输入响应形式一样，都是齐次微分方程解的形式。这是因为 只有在t=0t=0这瞬间产生作用，此作用对静止的或处于平衡位置的（初始条件为零）系统是引起了一定的初始条件，而对原已具有初始条件的系统，则是改变了原
33、有的初始条件，即系统作用了 后的初始条件等于系统原来（零输入时）的初始条件与由 引起的初始条件的叠加。第61页/共64页 由于单位脉冲响应具有零输入响应的形式，又由于单位脉冲响应是外界作用于引起的响应：一方面，它反映了系统本身的与外界无关的固有特性；响应 中的 与n是系统动力学方程特征根及阶数；另一方面，它又体现系统与外界的关系，系数 与外界作用引起的初始条件有关（或者说，与系统动力学方程的函数项的系数有关）。因此，单位脉冲响应函数的形式与实质都是输入引起系统响应的瞬态项。第62页/共64页在一般情况下，而当输入为函数时，这两者就不相等，系统在(t)(t)作用前初态为零，显然(t)(t)作用改变了系统的初态。作业：p100-3.3;3.5;3.12;3.16;3.17;3.18第63页/共64页感谢您的观看！第64页/共64页