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1、2-13.4 电容滤波的不可控整流电路在交直交变频器、不间断电源、开关电源等应用场合中，大量应用。最常用的是单相桥和三相桥两种接法。由于电路中的电力电子器件采用整流二极管，故也称这类电路为二极管整流电路。常用于小功率单相交流输入的场合，如目前大量普及的微机、电视机等家电产品中。第1页/共33页2-2单相半波不控整流单相半波不控整流第2页/共33页2-3单相桥式不控整流单相桥式不控整流第3页/共33页2-4三相半波不控整流三相半波不控整流第4页/共33页2-5三相桥式不控整流三相桥式不控整流第5页/共33页2-6 不控整流电路输出电压中除直流平均值外，还含有谐波电压。为此须在整流电路的输出端与负
2、载之间接入LC滤波器。由于整流输出谐波电压的频率不高，因此要有较好滤波效果必须LC很大。滤波电感L的的重量、体积相对于电容要大得多，通常取较小的L和较大的C组成LC滤波器，甚至完全不用电感只用电容滤波。电容滤波的不可控整流电路电容滤波的不可控整流电路第6页/共33页2-73.4.1电容滤波的单相不可控整流电路1）工作原理及波形分析工作原理及波形分析图3-28 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a)电路 b)波形基本工作过程：在u2正半周过零点至 t=0期间，因u2ud，故二极管均不导通，电容C向R放电，提供负载所需电流。至 t=0之后，u2将要超过ud，使得VD1和VD4开通，ud=
3、u2，交流电源向电容充电，同时向负载R供电。b)0iudd2ti,uda)+RCu1u2i2VD1VD3VD2VD4idiCiRud电容被充电到t=时，ud=u2，VD1和VD4关断。电容开始以时间常数RC按指数函数放电。当t=，即放电经过-角时，ud降至开始充电时的初值，另一对二极管VD2和VD3导通，此后u2又向C充电，与u2正半周的情况一样。第7页/共33页2-8 和 的确定 指VD1和VD4导通的时刻与u2过零点相距的角度，指VD1和VD4的导通角。在VD1和VD4导通期间式中，ud(0)为VD1、VD4开始导通时刻直流侧电压值。将u2代入并求解得：而负载电流为：于是(3-37)(3-
4、38)(3-39)(3-40)(3-41)3.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路第8页/共33页2-93.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路可由式（可由式（3-45）求出）求出，进而由式（，进而由式（3-44）求出）求出,显然显然 和和 仅由乘积仅由乘积 RC决定。决定。(3-42)(3-43)(3-44)(3-45)图图3-29 、与与 RC的关系曲线的关系曲线则当则当 t=时，时，VD1和和VD4关断。将关断。将id()=0代入代入式（式（3-41），得：），得：二极管导通后二极管导通后u2开始向开始向C充电时的充电时的ud与二极管关与二极管关断后断后C放电结束时的放电结束时的ud相等
5、，故有下式成立：相等，故有下式成立：由式（由式（3-42）和（）和（3-43）得）得 第9页/共33页2-103.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路 的另外一种确定方法：的另外一种确定方法：VD1和和VD4的关断时刻，从物理意义上讲，的关断时刻，从物理意义上讲，就是两个电压下降速度相等的时刻，一个是电源电压的下降速度就是两个电压下降速度相等的时刻，一个是电源电压的下降速度|du2/d(t)|，另一个是假设二极管，另一个是假设二极管VD1和和VD4关断而电容开始单独向电阻放关断而电容开始单独向电阻放电时电压的下降速度电时电压的下降速度|dud/d(t)|p（下标表示假设），据此即可确定（下标表
6、示假设），据此即可确定。图图3-29、与与 RC的关系曲线的关系曲线第10页/共33页2-113.4.1电容滤波的单相不可控整流电路2)主要的数量关系 输出电压平均值 电流平均值电流平均值 输出电流平均值IR为：IR=Ud/R Id=IR 二极管电流iD平均值为：ID=Id/2=IR/2 二极管承受的电压二极管承受的电压 （3-47）（3-48）（3-49）空载时，。重载时，Ud逐渐趋近于0.9U2，即趋近于接近电阻负载时的特性。在设计时根据负载的情况选择电容C值，使 ,此时输出电压为：Ud1.2 U2。（3-46）第11页/共33页2-123.4.1电容滤波的单相不可控整流电路感容滤波的二极
7、管整流电路实际应用为此情况，但分析复杂。ud波形更平直，电流i2的上升段平缓了许多，这对于电路的工作是有利的。图3-31 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a）电路图 b）波形a)b)u2udi20dti2,u2,ud第12页/共33页2-133.4.2电容滤波的三相不可控整流电路1）基本原理某一对二极管导通时，输出电压等于交流侧线电压中最大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。当没有二极管导通时，由电容向负载放电，u ud d按指数规律下降。图3-32 电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形a)b)Oiaudiduduabuac0dt3t比如在VD1 1和VD2 2同时导通
8、之前VD6 6和VD1 1是关断的，交流侧向直流侧的充电电流id d是断续的。VD1 1一直导通，交替时由VD6 6导通换相至VD2 2导通，id d是连续的。第13页/共33页2-14 电流id 断续和连续的临界条件 RC=在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的，分界点就是R=/C。3.4.2电容滤波的三相不可控整流电路由“电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。假设在t+=2/3的时刻“速度相等”恰好发生，则有图3-33电容滤波的三相桥式整流电路当 RC等于和小于 时的电流波形 a）RC=b）RC由上式可得（3-50）a)b)ttttaidaidOOOO通常只有R是可变的
9、，它的大小反映了负载的轻重，因此在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的。第14页/共33页2-153.4.2电容滤波的三相不可控整流电路考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况：电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。随着负载的加重，电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近。图3-34 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形 a）电路原理图 b）轻载时的交流侧电流波形 c）重载时的交流侧电流波形b)c)iaiaOO t t第15页/共33页2-163.4.2电容滤波的三相不可控整流电路2)主要数量关系（1）输出电压平均值 Ud在（
10、2.34U2 2.45U2）之间变化（2）电流平均值输出电流平均值IR为：IR=Ud/R （3-51）与单相电路情况一样，电容电流iC平均值为零，因此：Id=IR （3-52）二极管电流平均值为Id的1/3，即：ID=Id/3=IR/3 （3-53）（3）二极管承受的电压 二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为 。第16页/共33页2-171 1对输出电压的影响对输出电压的影响 电阻R减小(负载电流增大)或电容容量C减小输出电压降低、电压波动加大。1)电容滤波的不控整流电路其输出电压平均值不是一个定数，它将随着电容滤波的不控整流电路其输出电压平均值不是一个定数，它将随着RC的变化而变化。的
11、变化而变化。2)输出电压平均值的最大值是输出电压瞬时值的峰值，输出电压平均值的输出电压平均值的最大值是输出电压瞬时值的峰值，输出电压平均值的最小值是该电路在电阻负载情况下的输出电压平均值。最小值是该电路在电阻负载情况下的输出电压平均值。小结小结单相桥式不控整流 三相半波不控整流 三相桥式不控整流 输出电压平均值的最大值与最小值在不同电路形式下的值输出电压平均值的最大值与最小值在不同电路形式下的值第17页/共33页2-182对输入电流的影响对输入电流的影响 若R一定，C加大时输出电压的平均值增加 iR的平均值也将增大VD的导通角将减小 i2的幅值要增加 要减小电压波动而增大电容C 使输入电流i2
12、的有效值大大增加使i2的脉动增加必须要增加整流二极管的电流容量参数选择时应给予注意。3初始合闸相位的影响初始合闸相位的影响 在三相桥式整流电路中，无论何时合闸，总有一相处在较高的正电压位置在合闸的过程中要加有限流措施，或在电路中串入限流电阻，合闸完成后再切除（短路限流电阻），或串入一个小电感，以限制其过大的合闸电流。第18页/共33页2-193.5整流电路的谐波和功率因数3.5.13.5.1 谐波和无功功率分析基础谐波和无功功率分析基础3.5.23.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧带阻感负载时可控整流电路交流侧 谐波和功谐波和功率因数分析率因数分析3.5.33.5.3 电容滤波的不可控整
13、流电路交流侧电容滤波的不可控整流电路交流侧 谐波和功谐波和功率因数分析率因数分析3.5.43.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析整流输出电压和电流的谐波分析第19页/共33页2-203.5整流电路的谐波和功率因数引言随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带来的谐波(harmonics)和无功(reactive power)问题日益严重，引起了关注。无功的危害：导致设备容量增加。使设备和线路的损耗增加。线路压降增大，冲击性负载使电压剧烈波动。谐波的危害：降低设备的效率。影响用电设备的正常工作。引起电网局部的谐振，使谐波放大，加剧危害。导致继电保护和自动装置的误动作。对通信系统造成干扰。第
14、20页/共33页2-21整流器的性能指标整流器的性能指标整流器最基本的性能指标有：1.电压谐波系数或纹波系数-RF2.电压脉动系数-Sn 3.输入电流总畸变-THD4.输入功率因数-上述基本性能指标能比较科学地评价各种整流电路的性能优劣。第21页/共33页2-22纹波电压的定义：整流输出电压中除直流平均值电压VD外全部交流谐波分量有效值VH电压谐波系数或纹波系数电压谐波系数或纹波系数RF（RippleFactor）进一步可以表示为：电压谐波（纹波）系数的定义：输出电压中的交流谐波有效值平均值 VH与直流平均值VD 之比值。表示为第22页/共33页2-23电压脉动系数电压脉动系数Sn定义：整流输
15、出电压中最低次谐波幅值Vnm与直流平均值VD之比。Sn=Vnm/VD 第23页/共33页2-243.5.1 谐波和无功功率分析基础1）谐波对于非正弦波电压，满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数傅里叶级数：正弦波电压可表示为：式中式中n=1,2,3(3-55)式中U为电压有效值；u为初相角；为角频率，=2f=2/T；f为频率；T为周期。第24页/共33页2-25n次谐波电流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示 （2-57）电流谐波总畸变率THDi（Total Harmonic distortion）定义为 （2-58）基波（fundamental）频率与工频相同的分
16、量谐波频率为基波频率大于1整数倍的分量谐波次数谐波频率和基波频率的整数比或或式中，式中，cn、n和和an、bn的关系为的关系为(3-56)3.5.1谐波和无功功率分析基础谐波和无功功率分析基础第25页/共33页2-263.5.1 谐波和无功功率分析基础2）功率因数正弦电路中的情况电路的有功功率有功功率就是其平均功率平均功率：（3-59）视在功率视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI （3-60）无功功率无功功率定义为：Q=U I sin （3-61）功率因数功率因数l 定义为有功功率P和视在功率S的比值：（3-62）此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关系：（3-63）功率因
17、数是由电压和电流的相位差 决定的：l l=cos （3-64）第26页/共33页2-273.5.1 谐波和无功功率分析基础非正弦电路中的情况有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数仍由式 定义。不考虑电压畸变，研究电压为正弦波、电流为非正弦波的情况有很大的实际意义。非正弦电路的有功功率：P=U I1 cos 1（3-65）功率因数为：（3-66）基波因数基波因数n=I1/I，即基波电流有效值和总电流有效值之比 位移因数位移因数（基波功率因数）cos 1功率因数由基波电流相移基波电流相移和电流波形畸变电流波形畸变这两个因素共同决定的。第27页/共33页2-283.5.1 谐波
18、和无功功率分析基础非正弦电路的无功功率定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义。一种简单的定义是仿照式（3-63）给出的：（3-67）无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受。也可仿照式（3-61）定义无功功率，为和式（3-67）区别，采用符号Qf，忽略电压中的谐波时有：Q f=U I 1 sinj j 1 (3-68）在非正弦情况下，因此引入畸变功率畸变功率D，使得：（3-69）Q f为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产生的无功功率。第28页/共33页2-293.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析1)单相桥式全控整流电路忽略换相过程和电流脉动，
19、带阻感负载，直流电感L为足够大（电流i2的波形见图3-6）i2Otd（3-72）变压器二次侧电流谐波分析：n=1,3,5,（3-73）电流中仅含奇次谐波。各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。第29页/共33页2-303.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析基波电流有效值为 （3-74）i2的有效值I=Id，结合式（2-74）可得基波因数为 （3-75）电流基波与电压的相位差就等于控制角 ，故位移因数为 （3-76）所以，功率因数为 （3-77）功率因数计算第30页/共33页2-313.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数
20、分析2）三相桥式全控整流电路阻感负载，忽略换相过程和电流脉动，直流电感L为足够大。以 =30为例，此时，电流为正负半周各120的方波，其有效值与直流电流的关系为：（3-78）电流波形分解为傅立叶级数 第31页/共33页2-323.5.2 带阻感负载时可控整流电路 交流侧谐波和功率因数分析变压器二次侧电流谐波分析：电流基波和各次谐波有效值分别为（3-80）电流中仅含6k1（k为正整数）次谐波。各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。功率因数计算功率因数计算基波因数：（3-81）位移因数仍为：（3-82）功率因数为：（3-83）第32页/共33页2-33感谢您的观看。第33页/共33页