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1、2.1 谐振功率放大器基本工作原理 2.1.1谐振功率放大器的电路组成图2.1是晶体管谐振功率放大器的原理电路。其中，V为高频大功率管，通常采用平面工艺制造的NPN高频大功率管，能承受高电压和大电流，有较高的特征频率fT。晶体管的主要功用是在基极输入信号的控制下，将集电极电源EC提供的直流能量转换为高频信号能量。第1页/共109页EB是基极偏置电压，调整EB，可改变放大器工作的类型。EC是集电极电源电压。集电极外接LC并联振荡回路的功用是作放大器负载。放大器电路由集电极回路和基极回路两部分组成，集电极回路由晶体管集电极、发射极、集电极直流电源和集电极负载组成。基极回路由晶体管基极、发射极、偏置
2、电源和外加激励组成。由偏置电压EB和外加激励控制集电极电流的通断，由集电极回路通过晶体管完成直流能量转变为高频交流能量。高频谐振功率放大器主要研究集电极回路的能量转换关系。第2页/共109页图2.1谐振功率放大器原理电路第3页/共109页2.1.2工作原理要了解高频谐振功率放大器的工作原理，首先必须了解晶体管的电流、电压波形及其对应关系。晶体管转移特性如图2.2中虚线所示。由于输入信号较大，可用折线近似转移特性，如图中实线所示。图中UB为管子导通电压，gm为特性斜率。第4页/共109页图2.2丙类工作情况的输入电压、集电极电流波形第5页/共109页设输入电压为一余弦电压，即ub=Ubmcost
3、则管子基极、发射极间电压uBE为uBE=EB+ub=EB+Ubmcost(2.11)在丙类工作时，EBUB，在这种偏置条件下，集电极电流iC为余弦脉冲，其最大值为iCmax，电流流通的相角为2，通常称为集电极电流的通角，丙类工作时，/2。把集电极电流脉冲用傅氏级数展开，可分解为直流、基波和各次谐波，因此，集电极电流iC可写为第6页/共109页iC=IC0+ic1+ic2+=IC0+Ic1mcost+Ic2mcos2t+(2.12)式中，IC0为直流电流，Ic1m、Ic2m分别为基波、二次谐波电流幅度。谐振功率放大器的集电极负载是一高Q的LC并联振荡回路，如果选取谐振角频率0等于输入信号ub的角
4、频率，那么，尽管在集电极电流脉冲中含有丰富的高次谐波分量，但由于并联谐振回路的选频滤波作用，振荡回路两端的电压可近似认为只有基波电压，即uc=Ucmcost=Ic1mRecost(2.13)第7页/共109页式中，Ucm为uc的振幅；Re为LC回路的谐振电阻。晶体管集电极、发射极间电压uCE等于uCE=EC-uc=EC-cmcost(2.14)ub、iC、ic1、uc、uCE之间的时间关系波形如图2.3所示。第8页/共109页图2.3电流、电压波形第9页/共109页由图可见，虽然集电极电流为脉冲，但由于LC并联谐振回路的选频滤波作用，集电极电压仍为余弦波形，且uCE与uBE反相。另外，已知集电
5、极电流iC中有很多谐波分量，如果将LC振荡回路调谐 在 信 号 的 n次 谐 波 上，即0=n，则 在 回 路 两 端 将 得 到n的 电 压uc=IcnmRencosnt的输出信号，它的频率是激励信号频率的n倍，所以这种谐振功率放大器称为倍频器。第10页/共109页2.1.3高频谐振功率放大器中的能量关系在集电极电路中，LC振荡回路得到的高频功率为(2.15)集电极电源EC供给的直流输入功率为(2.16)直流输入功率PE与集电极输出高频功率Po之差为集电极耗散功率PC，即(2.17)第11页/共109页它是耗散在晶体管集电结上的损耗功率。集电极效率C为输出高频功率Po与直流输入功率PE之比，
6、即(2.18)它是表示集电极回路能量转换的重要参数。谐振功率放大器就是要获取尽量大的Po和尽量高的C。由式(2.18)可见，集电极效率C决定于比值Ic1m/IC0与Ucm/EC的乘积，前者称为波形系数g1()，即(2.19)第12页/共109页后者称为集电极电压利用系数，即(2.110)因此式(2.18)又可写为(2.111)第13页/共109页丙类放大器效率高还可从集电极损耗功率来看。由可知，当Po一定时，减小PC可提高C。PC可表示为(2.112)因此，减小iCuce及通角可减小PC，由图2.3可看出，iC的最大值与uce的最小值对应，通角越小，iC越集中在ucemin附近，集电极损耗也就
7、越小。第14页/共109页在高频功率放大器中，提高集电极效率的同时，还应尽量提高输出功率。根据式(2.17)和式(2.18)，可得(2.113)可见，当晶体管允许损耗功率PC一定时，C越高，输出功率Po越大。第15页/共109页2.2 丙类谐振功率放大器的工作状态分析2.2.1解析分析法解析分析法首先要解决的问题是找到器件的数学模型。由于晶体管处于大信号非线性工作区，特性曲线可用折线近似，如晶体管转移特性可用图2.4(a)表示，晶体管特性放大区的表示式可写为(2.21)截止区的表示式可写为第16页/共109页图2.4理想化的转移特性和输出特性(a)转移特性；(b)输出特性第17页/共109页晶
8、体管的输出特性，在放大区忽略基调效应的情况下，可认为特性曲线是一组与横轴平行的水平线。在饱和区，用这些特性曲线从放大区进入饱和区的临界点相连起来的一条直线加以近似，这条直线叫临界线，其斜率用Scr表示，如图2.4(b)所示。这样，在饱和区晶体管特性的表示式可写为(2.22)晶体管外部电压为：uBE=EB+Ubmcost,uCE=EC-Ucmcost，因此放大区晶体管集电极电流为第18页/共109页当t=时，iC=0，则(2.23)当当t=0时，(2.24)由此可得集电极余弦脉冲电流的解析表示式为(2.25)第19页/共109页根据傅立叶级数展开公式，iC中的直流分量为(2.26a)基波分量的幅
9、值为(2.26b)n次谐波分量的幅值为(2.26c)第20页/共109页图2.5余弦脉冲分解系数与的关系曲线第21页/共109页2.2.2动特性曲线图解分析法动特性曲线是在晶体管的特性曲线上画出的谐振功率放大器瞬时工作点的轨迹。小信号电压放大器是纯电阻负载，晶体管仅仅在放大区工作，因此可近似等效为一个线性元件。小信号电压放大器瞬时工作点的轨迹就是负载线，是一条直线。谐振功率放大器是非线性工作，各个区域的特性曲线方程不同，因此各个区域工作点的移动规律也不同，所以称其为动特性曲线，以示与负载线的区别。第22页/共109页已知放大区集电极电流表示式为又根据uCE=EC-Ucmcost写出这样，可得(
10、2.27)第23页/共109页可见，iC与uCE是直线关系，两点决定一条直线，因此只要在输出特性上求出谐振功率放大器的两个瞬时工作点，它们的连线就是晶体管放大区的动特性曲线。根据式(2.11)和式(2.14)的公式，取t=0，则有据 此 在 图 2.6所 示 的 输 出 特 性 上 确 定 C点。再 取 ，则第24页/共109页确定B点。在丙类状态工作时，EB3V；工作频率为几百兆赫时，uCES5V)。在电源电压EC相同时，饱和压降增大，导致集电极临界输出电压ucmcr减小，从而使放大器的输出功率、效率、功率增益均相应减小。第50页/共109页2.3.4引线电感、极间电容的影响当工作频率更高时
11、，引线电感、极间电容的影响就逐渐显著。在共射极放大电路中，发射极引线电感的影响最为严重，因为发射极电流在其上产生的反馈电压将导致增益和输出功率的下降。极间电容将使输入阻抗减小，寄生反馈增加，造成放大器工作不稳定。因此，在设计谐振功率放大器时，必须选取特征频率fT远高于工作频率，以保证正常工作。第51页/共109页2.4 谐振功率放大器电路 前面，我们对谐振功率放大器的原理电路进行了分析，但实际的谐振功率放大器电路，往往要比原理电路复杂得多。它通常包括直流馈电(包括集电极馈电和基极馈电)和匹配网络(包括输入匹配网络和输出匹配网络)两个部分，现分别介绍如下。第52页/共109页2.4.1直流馈电线
12、路1.馈电原则欲使谐振功率放大器正常工作，各电极必须接有相应的馈电电源。直流馈电必须遵循以下原则。谐振功放的集电极馈电线路，应保证集电极电流iC中的直流分量IC0只流过集电极直流电源EC(即：对直流而言，EC应直接加至晶体管c、e两端)，以便直流电源提供的直流功率全部交给晶体管；还应保证谐振回路两端仅有基波分量压降(即：对基波而言，回路应直接接到晶体c,e两端)，以便把变换后的交流功率传送给回路负载；另外也应保证外电路对高次谐波分量icn呈现短路，以免产生附加损耗。第53页/共109页对上述这些原则的电路示意说明如图2.12所示。谐振功放的基极馈电线路的组成原则与集电极馈电线路相仿。第一，基极
13、电流中的直流分量IB0只流过基极偏置电源(即EB直接加到晶体管b,e两端)。第二，基极电流中的基波分量ib1只流过输入端的激励信号源，以便使输入信号控制晶体管的工作，实现放大。这些原则的电路示意说明如图2.13所示。第54页/共109页图2.12集电极馈电线路组成原则说明(a)直流通路；(b)基波通路；(c)高次谐波通路第55页/共109页图2.13基极馈电线路组成原则说明(a)直流通路；(b)基波通路第56页/共109页2.集电极馈电线路集电极馈电可分为两种形式，一种为串联馈电，另一种为并联馈电。(1)串联馈电。集电极串联馈电是一种在电路形式上直流电源EC，集电极谐振回路负载，晶体管c,e三
14、者为串联连接的馈电方式，如图2.14(a)所示。第57页/共109页图2.14集电极馈电线路(a)串联馈电形式；(b)并联馈电形式第58页/共109页(2)并联馈电。与串馈相对应，集电极并馈线路是指直流电源EC，集电极谐振回路负载，晶体管c,e三者在电路形式上为并联连接的一种馈电方式，如图2.14(b)所示。图中，CC2为旁路电容，CC1为隔直流电容，LC为高频扼流圈。可以看出，由于LC、CC1、CC2这些阻隔元件和旁路元件的存在，使得该电路同样符合集电极馈电线路的组成原则。第59页/共109页3.基极馈电线路基极馈电线路原则上和集电极馈电相同，也有串馈与并馈之分。基极串联馈电是指偏置电压EB
15、，输入信号源ub及管子b,e三者在电路形式上为串联连接的一种馈电方式，而在电路形式上为并联连接的则称为并联馈电。第60页/共109页(1)串联馈电。串联馈电如图2.15(a)所示。图中CB2为滤波旁路电容。由图可见，EB，ub，管子b,e三者为串联连接，基极电流中的直流分量IB0只流过偏置电压EB，而基波分量ib1只通过激励信号源ub，符合馈电线路原则。(2)并联馈电。基极并馈线路如图2.15(b)所示。图中，LB为基极高频扼流圈，CB1、CB2为耦合、旁路电容。由图可见，输入回路、EB、管子输入端三者相并联；ib1只通过激励信号源ub；IB0只通过偏置电压EB。第61页/共109页图2.15
16、基极馈电线路(a)串馈电路；(b)并馈电路第62页/共109页(3)偏压EB的获得。在丙类谐振功率放大器中，基极偏置电压EB可为小的正偏压、负偏压及零偏压。正的EB可用分压获得，如图2.16(a),(b)所示。但应注意，分压电阻数值应适当选大些，以减小分压电路的功耗。负偏置电压不给出能量，只消耗能量，所以可用自给偏置电路获得。自偏置分为基极自给偏置及发射极自给偏置。基极自给偏置电路如图2.17(a),(b)所示。发射极自给偏置电路如图2.18所示。零偏压电路如图2.17(b)所示。第63页/共109页图2.16分压偏置第64页/共109页图2.17基极自给偏置电路第65页/共109页图2.18
17、发射极自给偏置电路第66页/共109页2.4.2输出匹配网络高频功率放大器中都要采用一定形式的回路，以使它的输出功率能有效地传输到负载(下级输入回路或者天线回路)。这种保证外负载与谐振功率放大器最佳工作要求相匹配的网络常称为匹配网络。如果谐振功率放大器的负载是下级放大器输入阻抗，应采用“输入匹配网络”或“级间耦合网络”；如果谐振功率放大器的负载是天线或其他终端负载，应采用“输出匹配网络”。对输入匹配网络与输出匹配网络的要求略有不同，但基本设计方法相同，这里主要讨论输出匹配网络。第67页/共109页“输出匹配网络”。对输入匹配网络与输出匹配网络的要求略有不同，但基本设计方法相同，这里主要讨论输出
18、匹配网络。输出匹配网络介于功率管和外接负载之间，如图2.19所示。对它的主要要求是：(1)匹配网络应有选频作用，充分滤除不需要的直流和谐波分量，以保证外接负载上仅输出高频基波功率。通常，滤波性能的好坏用滤波度n表示，即(2.41)第68页/共109页图2.19匹配网络第69页/共109页式中，Ic1m、Icnm分别表示集电极电流脉冲中基波分量及n次谐波分量的幅度；IL1m,ILnm则表示外接负载中电流基波分量及n次谐波分量的幅度。n越大，滤波性能越好。(2)匹配网络还应具有阻抗变换作用，即把实际负载ZL的阻抗转变为纯阻性，且其数值应等于谐振功率放大器所要求的负载电阻值，以保证放大器工作在所设计
19、的状态。若要求大功率、高效率输出，则应工作在临界状态，因而需将外接负载变换到临界负载电阻。第70页/共109页(3)匹配网络应能将功率管给出的信号功率高效率传送到外接负载RL上，即要求匹配网络的效率(称为回路效率k)高。(4)在有n个电子器件同时输出功率的情况下，应保证它们都能有效地传送功率给公共负载，同时又要尽可能地使这几个电子器件彼此隔离，互不影响。第71页/共109页1.并联谐振回路型输出匹配网络并联谐振回路型输出匹配网络的一般形式如图2.20所示。可见，只要谐振回路的Q值足够大，它就具有很好的滤波作用；调整抽头位置或初、次级匝数比，即可完成阻抗变换。为便于理解，举例加以说明(有关LC并
20、联回路的基础知识请参看附录三)。例题谐振功放电路如图2.21(a)所示。要求其工作状态如图2.21(b)所示。已知RL=100，f0=z，B=1.5MHz，C=100pF,EC=12V，N1+N2=60匝。求：N3,N1,N2。第72页/共109页图2.20谐振回路型输出匹配电路第73页/共109页图2.21例题图第74页/共109页解由动特性可知，谐振功放工作在临界状态。变压器通过改变其线圈匝数比值，实现阻抗变换。由动特性可知由于所以第75页/共109页查表可知a1()0.4，因此可见，须将RL=100变换为Re=250，才能保证放大器在临界状态工作。与此同时，还应保证谐振回路的谐振频率f0
21、和带宽B符合要求。由电路理论知第76页/共109页特性阻抗为因此，LC回路两端的谐振阻抗Re为而因此匝第77页/共109页又由于所以匝第78页/共109页2.滤波器型匹配网络用LC滤波器作匹配网络，有L型、型、T型等，各种匹配网络的阻抗变换特性，都是以串、并联阻抗转换为基础，下面作一介绍。(1)串、并联阻抗转换。若需将电阻、电抗串联电路(Rs、Xs串联)与它们相并联的电路(Rp、Xp并联)之间作恒等变换，如图2.22所示，则可根据端导纳相等的原则进行变换，即第79页/共109页就可得到所需的串、并联阻抗转换公式，即(2.42)(2.43)式中为品质因数，一般都大于1。由(2.42)和式(2.4
22、3)可见，并联形式电阻Rp大于串联形式电阻Rs；转换前后电抗性质不变，且电抗值相差很小。第80页/共109页图2.22第81页/共109页(2)L型匹配网络。设有一谐振功放，要求的临界状态电阻为Re，负载为天线，呈现纯阻性rA，且rARe，应如何设计匹配网络呢?首先，因为rARe，故rA应为串联型电阻，令一电抗与rA相串联，则变为并联形式时，电阻可增大，若再进一步选取合适的Qe值，使并联电阻Rp=Re，则天线电阻rA就可变换为Re。但尚存有一电抗，只要另加一相反性质电抗与之并联，使之在信号频率上谐振，即可消除其影响。根据上述原则，就有如图2.23(a),(b)所示两种L型匹配网络。第82页/共
23、109页图2.23L型匹配网络第83页/共109页进 一 步 考 察 图 2.23(a),(b)，显 然 图 2.23(a)为 高 通 网 络，而 图2.23(b)为低通网络，具有良好的滤波作用，应用更为广泛。图2.23(c)、(d)表示了图(b)L型网络的串、并联阻抗等效变换。L型匹配网络如何设计呢?若给定功率管要求的Re，则由式(2.42)可得(2.45)第84页/共109页由式(2.44)可得(2.46)(2.47)(3)型匹配网络和T型匹配网络。型网络的形式如图2.24(a)所示。显然，它可以视作是两节L型匹配网络的级联，如图2.24(b)所示。型网络的阻抗变换特点是高低高。第85页/
24、共109页T型网络的形式如图2.24(c)所示。它同样可视作是两节L型匹配网络的级联，如图2.24(d)所示。与型匹配网络相反，T型匹配网络的阻抗变换特点是低高低。前面的讨论认为天线为纯电阻rA，但实际上天线常为阻容性负载。这时，可以把它的电容归入匹配网络电抗中去，按前面纯阻负载情况进行分析。表2.2列出了常用匹配网络及相应设计公式。第86页/共109页图2.24型匹配网络和T型匹配网络第87页/共109页表2.2第88页/共109页第89页/共109页2.4.3谐振功率放大器的实用电路图2.25所示为一工作频率为160MHz的谐振功率放大器，它向50的外接负载提供13W功率，功率增益为9dB
25、。由图可见，基极采用自给偏置，由高频扼流圈LB中的直流电阻产生很小的负偏压EB。第90页/共109页集电极采用并馈，LC为高频扼流圈，CC为旁路电容。在放大器输入端采用T型匹配网络，调节C1、C2使得功率管的输入阻抗在工作频率上，变换为前级放大器所要求的50匹配电阻。放大器的输出端采用L型匹配网络，调节C3、C4，使得50的外接负载电阻在工作频率上，变换为放大器所要求的匹配电阻。第91页/共109页图2.25实际谐振功放电路第92页/共109页2.5 高效率高频功率放大器及功率合成技术 1.丁类高频功率放大器在丙类高频功放中，提高集电极效率是依靠减小集电极电流的通角来实现的。这使集电极电流只在
26、集电极电压uCE为最小值附近的一段时间内流通，从而减小了集电极损耗，提高了效率C。若能使集电极电流导通期间，集电极电压为零或接近于零，则必能进一步提高效率。丁类功率放大器就是根据这一原理设计的高效功放。第93页/共109页丁类功率放大器有两种类型，一类为电压开关型电路，另一类为电流开关型电路。下面以电压开关型电路为例说明丁类功率放大器的工作原理。电压开关型电路如图2.26(a)所示。两个同型NPN管V1、V2串联，并加上电源电压EC。输入变压器使V1、V2由相位相反的大电压驱动，因而V1、V2轮流接通。负载电阻RL与L0、C0构成一高Q串联谐振回路，并调谐于激励信号频率。如果忽略管子导通时的饱
27、和压降，则两个晶体管就可等效于图2.26(b)所示单刀双掷开关。第94页/共109页图2.26电压开关型丁类放大器的线路和波形第95页/共109页2.戊类高频功率放大器戊类功率放大器原理电路如图2.27(a)所示。它用单管作开关，驱动无源负载网络。无源网络由接在集电极和负载之间的L0,C0、C串联谐振回路构成，电容C包括管子输出电容C1及为达到所需性能而外接的电容C2。第96页/共109页图2.27戊类放大器(a)原理图；(b)波形图;(c)等效电路第97页/共109页图2.27戊类放大器(a)原理图；(b)波形图;(c)等效电路第98页/共109页对戊类放大器的分析，将在下列假定下进行：(1
28、)扼流圈LC电抗很大，流过它的电流Idc为常数。(2)串联谐振电路L0、C0的Q值极高，输出电流、电压均为正弦波形。(3)晶体管被驱动作为开关，或是接通(端电压为零)，或是断开(通过它的电流为零)，如图2.27(b)所示。(4)电容C和电压无关，即不存在参变效应。戊类放大器的等效电路如图2.27(c)所示。第99页/共109页2.5.2功率合成技术一个理想的功率合成电路除应能无损失地合成各功率放大器的输出功率外，还应有很好的隔离作用，即任一放大器的工作状态的变化不应引起其他放大器状态的变化，以免影响输出功率。另外，功率合成所用器件多，为使结构简单、性能可靠，放大器均不带调谐元件，而采用宽带工作
29、方式。第100页/共109页功率合成电路类型很多，这里只简略介绍工作在短波或超短波段的用传输线变压器构成的功率合成电路。功率合成器框图如图2.28所示。图中，三角形代表晶体管功率放大器，菱形代表功率分配或合成电路(无源器件)，这些功率分配和合成电路是由传输线变压器构成的3dB耦合器(有关内容，请参阅附录四)。图中虚线方框所示是功率合成器的基本单元。第101页/共109页图2.28功率合成器组成框图第102页/共109页图2.29所示即为一种基本单元线路，称为同相功率合成器。Tr1为分配器的传输线变压器，Tr2为合成器，当V1、V2两晶体管的输入电阻相等时，两管输入电压与耦合器的输入电压相等，即
30、，而Rd1=2RA=2RB=4Rs。当其中一管的输入阻抗偏离上述值时，由于平衡电阻Rd1的隔离作用，另一管子输入电压不会因此而变化。第103页/共109页图2.29同相功率合成电路(a)原理图；(b)等效电路第104页/共109页图2.29同相功率合成电路(a)原理图；(b)等效电路第105页/共109页在晶体管输出端，正常工作时，两管输出电压相同，且等于负载电压，即由于负载上的电流加倍，故负载上功率是两管输出功率之和，即此时平衡电阻Rd上无功率损耗。当两个晶体管因各种因素造成输出电压变化而不完全平衡时，相当于图2.29(b)等效电路中和发生变化。第106页/共109页图2.30所示为反相功率合成器的原理线路，Tr1、Tr2为功率分配和合成电路，信号源和负载分别接在两个耦合器的差端，平衡电阻Rd1、Rd分别接在耦合器的和端。这种电路的工作原理与推挽功率放大器类似，但由于A、B间与A、B间有隔离作用，因而同样也不会因一个管子性能变化或损坏而影响另一管子的正常安全工作。第107页/共109页图2.30反相功率合成器第108页/共109页感谢您的观看！第109页/共109页