射频电路设计理论与应用章.pptx

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1、射频电路设计理论与应用章射频电路设计理论与应用章同理，负载实际吸收的功率：在最大功率传输条件下在最大功率传输条件下(Zin=ZS或或=)，定义资用功率：，定义资用功率：*Sin 9.2.2 转换功率增益转换功率增益定量描述插入在信号源和负载之间的放大器增益。定量描述插入在信号源和负载之间的放大器增益。GT=PAPL而放大器的实际输入功率为入射功率波与反射功率波之差，即：根据信号流图和例4.8：定义：定义：(9.4)(9.3)(9.9)第1页/共61页单向功率增益：单向功率增益：功率增益：功率增益：忽略了放大器反馈忽略了放大器反馈效应的影响效应的影响(S12=0)简化了放大器设计简化了放大器设计

2、 9.2.3 其他功率关系其他功率关系在负载端口匹配条件下在负载端口匹配条件下(=)，定义资用功率增益：，定义资用功率增益：*outL转换功率增益：转换功率增益：第2页/共61页 9.3.1 稳定性判定圆稳定性判定圆 9.3 稳定性判定稳定性判定 放大器电路必须满足的首要条件之一是其在工作频段内的稳定性，这对射频电路尤其重要，因为射频电路在某些工作频率和终端条件下有产生振荡的倾向。考察电压波沿传输线传输,若 1，则反射电压的幅度变大(正反馈)并导致不稳定现象.0其中=S11S22S12S21 放大器可由放大器可由S参量和外部终端条件参量和外部终端条件 确定，由于确定，由于S参量参量对特定频率是

3、固定值对特定频率是固定值,故对稳定性有影响的参数就只有故对稳定性有影响的参数就只有 和和.则放大器的稳定条件：则放大器的稳定条件：SL、SLS 1L 1，out =11S11SS22Sin =11S22LS11L(9.15b)(9.15c)(9.15a)第3页/共61页令代入代入9.15(b)式可得放大器输出端口稳定性式可得放大器输出端口稳定性判定圆方程：判定圆方程：routCoutCout =1L =1in圆心坐标为：圆心坐标为：其中圆半径：其中圆半径：代入代入9.15(c)式可得放大器输入端口稳定性式可得放大器输入端口稳定性判定圆方程：判定圆方程：rinCinCin =1S =1out圆心

4、坐标为：圆心坐标为：其中圆半径：其中圆半径：输入稳定圆输入稳定圆输出稳定圆输出稳定圆第4页/共61页routCoutCout =1L =1in非稳定区非稳定区稳定区稳定区routCoutCout =1L =1in稳定区稳定区非稳定区非稳定区rinCinCin =1S =1out稳定区稳定区非稳定区非稳定区若若 S22 1则中心则中心 点点是非稳是非稳 定定区。区。rinCinCin =1S =1out非稳定区非稳定区稳定区稳定区S若若 S22 1则中心则中心 点点(=0)必必然是稳然是稳 定定区。区。若若 S11 1，则则 =0 时时使使 1，故稳定区在故稳定区在公共区域。公共区域。Lin若若

5、 S11 1，则则 =0 时时使使 1，故稳定区在故稳定区在绿色区域。绿色区域。Lin考察输入稳定性判定圆考察输入稳定性判定圆,由由 ,若若=0,则则 =S22 outSout =11S11SS22S考察输出稳定性判定圆考察输出稳定性判定圆,由由 ,若若=0,则则=S11 inLin =11S22LS11L第5页/共61页 如果稳定性判定圆的半径大于如果稳定性判定圆的半径大于 Cin 或或 Cout ，则必须注意，则必须注意正确认识稳定性判定圆。正确认识稳定性判定圆。rinCinCin =1S =1out非稳定区非稳定区稳定区稳定区 S22 1rin Cin S22 1rin CinrinCi

6、nCin =1S =1out稳定区稳定区非稳定区非稳定区 9.3.2 绝对稳定绝对稳定rinCinCin =1S =1out 是指在选定的工作频率和偏置条件下，是指在选定的工作频率和偏置条件下，放大器在整个圆内始终都处于稳定状态。放大器在整个圆内始终都处于稳定状态。S22 1若若 S11 1，Cout rout 1 Cin rin 1即稳定性判定圆必须完全落在单位圆即稳定性判定圆必须完全落在单位圆=1和和=1之外。之外。LS则绝对稳定条件：则绝对稳定条件：S因为因为=0 是稳是稳 定点定点第6页/共61页也可通过在复平面也可通过在复平面 上上讨论讨论的特征中引出。此时要求的特征中引出。此时要求

7、1的区域必须全部落在的区域必须全部落在 =1圆内圆内.S半径：半径：Sout其圆心坐标：其圆心坐标：绝对稳定条件：绝对稳定条件：CS+rS1，即：，即：S22S11+S12S21 1S112*由于 S12S21 S22S11+S12S21，所以 S12S21 1S11*2同理，讨论 复平面上的，可得到 S12S21 1S22 2Lin 为保险起见，通常要求为保险起见，通常要求 1 和和 k1 两个条件同时成立，两个条件同时成立，以确保放大器的绝对稳定。以确保放大器的绝对稳定。rSCS =1out=1S绝对稳定条件可用稳定因子来描述：绝对稳定条件可用稳定因子来描述：1相加相加可得可得:1 代入代

8、入:=S11S22S12S21 S11S22+S12S21 第7页/共61页例例9.3 求双极结晶体管(BFG505W)的稳定区，已知 VCE=6V,IC=4mA，S与f 的对应关系如下：rink0.63 0.54 20.0911719.55 3.72692.99S12750 0.56-78 0.0533 8.6122 0.66-42 S21S22S11f(MHz)1000 0.46-97 0.0622 7.1112 0.57-48 1250 0.38-115 0.0614 6.0104 0.50-52 500 0.70-57 0.0447 10.5136 0.79-33 解：解：根据前面的定

9、义，计算结果如下：CinroutCout0.79 0.46 152.4149153.8 4.57703.761.02 0.36 25.2014324.32 4.00692.990.41 0.68 15.7210715.22 3.15682.60由于由于 S11 和和 S22 1，所以，所以和和=0都是稳定点。都是稳定点。LS在在1250MHz的输入输出端口稳定性判定圆都落在的输入输出端口稳定性判定圆都落在=1的圆外，故绝对稳定。的圆外，故绝对稳定。-2-5-0.5-0.200+1-1第8页/共61页 9.3.3 放大器的稳定措施放大器的稳定措施 如果在工作频段内晶体管处于非稳定状态，则应采取适

10、当如果在工作频段内晶体管处于非稳定状态，则应采取适当措施使其进入稳定状态。措施使其进入稳定状态。因为非稳定状态 1，1即即 Re Zin 0，Re Zout 0，所以稳定有源器件的方法就是在其，所以稳定有源器件的方法就是在其不稳定的端口增加一个串联或并联的电阻。不稳定的端口增加一个串联或并联的电阻。有源有源器件器件负负载载YoutGoutYout+Gout有源有源器件器件负负载载ZoutRoutZout+Rout有源有源器件器件信信号号源源有源有源器件器件信信号号源源GinZinRinYinYin+GinZin+Rin输出端口稳定的条件：输出端口稳定的条件：Re Yout+Gout+YL 0R

11、e Zout+Rout+ZL 0输入端口稳定的条件：输入端口稳定的条件：Re Yin+Gin+YS 0Re Zin+Rin+ZS 0第9页/共61页例例9.5 求例题9.3中 f=750MHz时能使晶体管输入输出端口进入稳定状态的串联或并联电阻。RinGinRoutGout解：解：相应稳定性判定圆如图所示。等电阻圆 r=0.33给出了能使晶体管输入端口进入稳定状态的最小串联电阻值。如果一个无源网络与 Rin=r Z0=16.5的电阻串联，则总阻抗必然落在 r=0.33等电阻圆内，因而也必然落在稳定区内。同理，只要画出等电导圆 g=2.8 就可求出能使晶体管输入端口进入稳定状态的并联电导 Gin

12、=g/Z0=56mS。同样，晶体管输出端口保持稳定状态的Rout=40，Gout=6.2mS。由于晶体管输入输出端口的藕合效应，通常只需要稳定一个端口。为避免噪声放大，因此一般在输出端口串并电阻。第10页/共61页 9.4.1 单向化设计法单向化设计法 9.4 增益恒定增益恒定L =S11outZ0VSG0inSZLS12=0=0L =S22GSGL=0S由9.12式：如果 S11 和 S22 都小于1，且输入输出端口都匹配(=S11,=S22)，L*S*其一般形式：其一般形式：则有最大单向化增益，此时：归一化增益：归一化增益：放大器无反馈。放大器无反馈。(9.32)第11页/共61页的求解结

13、果是一族圆：其中圆心坐标：半径：例9.6推导i*结论：结论：1.在在=Sii 时时,gi=1,d =Sii,r =0,可得最大增益可得最大增益Gimax。2.所有等增益圆的圆心都落在原点所有等增益圆的圆心都落在原点(gi=0)到到Sii 的连线上的连线上.增益越小，则圆心越靠近原点，同时半径越大。增益越小，则圆心越靠近原点，同时半径越大。3.当当=0时，时，gi=1-Sii ，d =r =Sii/(1+Sii )。即。即Gi=1(0dB)圆总是与圆总是与平面的原点相切。平面的原点相切。*igigi*i22gigii-20-5-0.5-0.2-1+0.2+0.5+2+50+1S11*例例9.7

14、已知S11=0.7125画出等增益圆。GSmaxr给出GSgSgSdgS 2(dB)=1.585 1.96 0.81 0.62-125 0.25 1(dB)=1.259 1.96 0.64 0.54-125 0.37-1(dB)=0.194 2.6(dB)=1.82 1.96 0.93 0.67-125 0.14 0(dB)=1 1.96 0.51 0.47-125 0.471.96 0.41 0.40-125 0.56第12页/共61页例例9.8 设计一个工作频率为7.5GHz，增益18dB的放大器，已知：S11=0.560S12=0.020S21=6.5115 S22=0.6-35，。，(

15、a)放大器是否为无条件稳定放大器是否为无条件稳定?(b)假设单向化条件成立假设单向化条件成立(S12=0)，求最佳反射系数条件下的最大功率增益。，求最佳反射系数条件下的最大功率增益。(c)根据等增益圆的概念调整输出反射系数，实现放大器的预定增益指标。根据等增益圆的概念调整输出反射系数，实现放大器的预定增益指标。解：解：11(c)绝对稳定绝对稳定(a)-2+2-0.5+0.20-10-5+1+0.5+5-0.2(b)这就要求这就要求 必须落在必须落在 r =0.38，d =LgLgL0.4835的圆上。取的圆上。取=0.03+j0.17，则输出匹配网络就简化为串联电感。，则输出匹配网络就简化为串

16、联电感。L按功率要求匹配按功率要求匹配最佳功率匹配最佳功率匹配第13页/共61页 9.4.2 单向化设计误差因子单向化设计误差因子由9.8和9.12式：单向化转换增益单向化转换增益考虑了考虑了S12的转换增益的转换增益=S22*L=S11，*S表明转换增益的理论值与单向化近似的偏差高达表明转换增益的理论值与单向化近似的偏差高达18%，而实际，而实际误差要小得多。单向化设计误差因子给出了最保守的误差估计误差要小得多。单向化设计误差因子给出了最保守的误差估计.误差因子：误差因子：误差极限：误差极限：当输入输出端口匹配时当输入输出端口匹配时()GTU有最大值，同时误差也最大。故：有最大值，同时误差也

17、最大。故：理想情况下误差为零。理想情况下误差为零。例例9.9 验证例9.8单向化设计的误差。解：解：误差因子 U=0.0812，误差极限 0.86GT/GTU1.18在评估单向化放大器设计方案时，这个误差因子应当尽量小。在评估单向化放大器设计方案时，这个误差因子应当尽量小。第14页/共61页 9.4.3 双共轭匹配设计法双共轭匹配设计法联立求得匹配信号源反射系数：联立求得匹配信号源反射系数：由9.9式：同理求得匹配负载反射系数：同理求得匹配负载反射系数：其中：最佳匹配条件：最佳匹配条件：这意味着匹配信号源和匹配负载反射系数必须同时满足两方程。例9.10 双共轭匹配设计法没有忽略晶体管的反馈效应

18、，它需要处理输入、输出端口反射系数的完整方程。第15页/共61页功率增益方案：功率增益方案：用于输入端口需要良好匹配的场合用于输入端口需要良好匹配的场合(VSWR =1)。9.4.4 功率增益和资用功率增益圆功率增益和资用功率增益圆in由9.14式：电压驻波比电压驻波比其中：=*Sin 对于设计有预定增益要求的放大器，考虑了输入、输出端口对于设计有预定增益要求的放大器，考虑了输入、输出端口互耦效应的双共轭匹配设计法有两种方案：互耦效应的双共轭匹配设计法有两种方案：由例9.12导出 的圆方程为：L(9.55)第16页/共61页半径：其中圆心坐标：例例9.13 利用等增益圆设计放大器，已知 S11

19、=0.330S12=0.2-60S21=2.5-80S22=0.2-15 要求GTmax=8.42dB，G=8dB，输入端口有良好匹配。，。，解：解：k=1.18，=0.56，绝对稳定。LG=8dB，相应的G=8dB等增益圆如图所示。第17页/共61页在保证实现G=8dB的前提下，负载反射系数存在多种选择。为了简化输出匹配网络，可令 落在等功率圆与等电阻圆 r=1的交点上，即：=0.26-75LL由9.9式：资用增益方案：资用增益方案：用于输出端口需要良好匹配场合用于输出端口需要良好匹配场合(VSWR =1)。out电压驻波比电压驻波比=*Lout同理可导出 的圆方程为：S比例系数：其中圆心坐

20、标：半径：第18页/共61页 9.5 噪声系数圆噪声系数圆或l 最小噪声系数Fmin与偏置条件和工作频率有关，无噪声Fmin=1.l 器件的等效噪声电阻Rn=1/Gn。l 源导纳 ，最佳源导纳YS的实部考虑到：则：在低噪声前提下对信号进行放大是系统的基本要求，但与在低噪声前提下对信号进行放大是系统的基本要求，但与稳定性和增益等相冲突。因此将噪声参数标在圆图上，以便观稳定性和增益等相冲突。因此将噪声参数标在圆图上，以便观察、比较噪声与增益和稳定性之间的相互关系。察、比较噪声与增益和稳定性之间的相互关系。在实际应用中，噪声分析的关键参数是以导纳在实际应用中，噪声分析的关键参数是以导纳(等价阻抗等价

21、阻抗)形式定义的两端口放大器的噪声系数：形式定义的两端口放大器的噪声系数：由 导出附录H中推导第19页/共61页展开整理得：一般一般Fmin,Rn和和 已知已知,设计工程师可通过调整设计工程师可通过调整 来改变噪声来改变噪声系数系数.为了将特定的噪声系数为了将特定的噪声系数Fk与与 联系起来联系起来,将上式改写成：将上式改写成：SoptS其圆心坐标：半径：两边同除(1+Qk)，再组成一个完全平方项：结论：结论：1.当当Fk=Fmin时，时，d =，r =0，噪声系数最小。，噪声系数最小。2.所有等噪声系数圆的圆心都落在原点与所有等噪声系数圆的圆心都落在原点与 的连线上。的连线上。噪声系数越大，

22、则圆心越靠近原点，同时半径越大。噪声系数越大，则圆心越靠近原点，同时半径越大。FkFkoptopt第20页/共61页Fmin=1.5dBG=8dBdrMSoptSFkFkFk=1.6dB例例9.14 设计一个具有最佳噪声系数和预定功率增益的小信号放大器,要求G=8dB,Fk=1.6dB,Fmin=1.5dB,Rn=4,=0.545解：解：虽然噪声系数与负载反射系数无关，但却是源阻抗的函数。因此可将例9.13求的等增益圆映射到 平面上(由由9.9式式 导出导出 代入代入9.55式式)则圆心和半径分别为：Sopt注意：注意：在在 =0.30-18功率最大功率最大(见见P329例例9.11)，而在，

23、而在=0.5045噪声系数最小。因此取噪声系数最小。因此取=0.2919则则F=1.54dB。optSMS等噪声系数圆的圆心和半径分别为：S=*SinLP161第21页/共61页 9.6 等驻波比圆等驻波比圆射射频频源源LoutOMNS=0L输出匹输出匹配网络配网络(OMN)=0S输入匹输入匹配网络配网络(IMN)inIMN负负载载 当对放大器的输入或输出端口进行测量时，其驻波比必须当对放大器的输入或输出端口进行测量时，其驻波比必须保持在特定指标之下保持在特定指标之下(1.5VSWR 2.5).匹配网络的主要目的是匹配网络的主要目的是要在晶体管端口降低驻波比。要在晶体管端口降低驻波比。再假定匹

24、配网络无耗：由9.3和9.4式,并假设=0：S令两式相等并解出：第22页/共61页L同理以为自变量的圆：其中圆心坐标：半径：其中圆心坐标：半径：L再变换为以为自变量的圆方程：结论：结论：1.对于驻波比极小值对于驻波比极小值(VSWRIMN=1，=0；VSWROMN=1，=0)两圆心坐标两圆心坐标d =，d =，半径都为零。，半径都为零。2.所有等驻波比圆的圆心都落在原点到所有等驻波比圆的圆心都落在原点到 或或 的连线上。的连线上。*VIMNoutOMNIMNVOMN*in*in*outS再变换为以为自变量的圆方程：(9.92)第23页/共61页G=8dBFk=1.6dBVSWRIMN=1.5o

25、ptS例例9.15 用驻波比设计法实现预定的功率增益和噪声系数。由例9.14结果在平面上画出VSWRIMN=1.5的圆，则 在圆上移动,求放大器输出端口有最小反射系数时的 值和相应的增益。SS解：解：例9.14求出的=0.2919使放大器的输入端口实现了最佳匹配,但=0.4550对输出端口不匹配LS若令VSWRIMN=1.5，则由9.92和9.9式：注意：在双共轭匹配情况下，输入输出反射系数都是源和注意：在双共轭匹配情况下，输入输出反射系数都是源和负载反射系数的函数，所以输入和输出电压驻波比圆不能同时负载反射系数的函数，所以输入和输出电压驻波比圆不能同时画出，而只能用每次考察一个的迭代方法调整

26、画出，而只能用每次考察一个的迭代方法调整 和和。LSS第24页/共61页VSWRIMN=1.5圆上的所有点都可用极坐标表示：9.7.1 宽带放大器宽带放大器、9.7 宽带宽带 高功率高功率 多级放大器多级放大器 设计宽带放大器的主要障碍是受到有源器件增益设计宽带放大器的主要障碍是受到有源器件增益-带宽乘积带宽乘积的制约，的制约，原因是晶体管或场效应管的电容效应，结果是当工作原因是晶体管或场效应管的电容效应，结果是当工作频率达到频率达到 fT 后失去了放大器功能。后失去了放大器功能。由于正向增益由于正向增益 S21 不可能在宽带内保持为常数，所以必须不可能在宽带内保持为常数，所以必须采取补偿措施

27、。此外还包括：采取补偿措施。此外还包括：其中从0360 则 随之而变,从而引起 和VSWROMN变化。大约在=85 VSWROMN为最小值1.37.此时=0.3945 =0.32-52 GT=7.82dB，F=1.51dB。outSSout，变化，时第25页/共61页l 反向增益反向增益 S12 增加，使放大器整体增益进一步降低，并可能增加，使放大器整体增益进一步降低，并可能 产生自激振荡；产生自激振荡；l S11 和和 S22 随频率而改变；随频率而改变；l 在高频下噪声系数恶化。在高频下噪声系数恶化。1.频率补偿匹配网络频率补偿匹配网络 在器件的输入或输出端口引入失配，用于补偿由于在器件的

28、输入或输出端口引入失配，用于补偿由于S参量随参量随频率变化产生的影响。频率变化产生的影响。主要问题是设计相当困难，必须靠经验主要问题是设计相当困难，必须靠经验根据具体情况灵活处理。根据具体情况灵活处理。例例9.16 在24GHz频段内标称增益7.50.2dB，采用HP AT4I410晶体管，已知 IC=10mA，VCE=8V，S参量如下：4GHz 1.96 0.62130 0.48-78 5.85dB 1.65dB 2.11dB 1.14dBGLmaxfS222GHz 3.72 0.61165 0.45-4811.41dB 3.91dB 2.02dB 0.98dB 3GHz 2.56 0.62

29、149 0.44-58 8.16dB 0.66dB 2.11dB 0.93dBS21S11GSmax增降增益增降增益放大器增益放大器增益9.35式式9.36式式输入匹配输入匹配 输出匹配输出匹配匹配网络匹配网络10log S21 2第26页/共61页S11*根据9.33式算出(=0)再求转换增益和输入输出电压驻波比。Z00.95pFVS0.64pFZ0 一般情况下必须同时设计源匹配网络和负载匹配网络，但本例GS已满足放大器的参数要求。令GL=0，则在2、3、4GHzGS的附加增益为3.90.2、0.70.2、1.70.2dB。如下圆图4GHz 0.66-1127.43 2.0 2.8 fGT,

30、dB2GHz 0.74-83 7.65 13.1 2.6 3GHz 0.68-101 7.57 5.3 2.6 VSWROMNSVSWRIMN 将图中等增益圆上的点变换到Smith圆中心的网络有许多。LS由表中数值可见，以提高驻波比为代价可实现增益的平坦性。由表中数值可见，以提高驻波比为代价可实现增益的平坦性。第27页/共61页2.平衡放大器设计平衡放大器设计 将输入功率一分为二分别放大，在输出端口合成起来。将输入功率一分为二分别放大，在输出端口合成起来。3dB耦合器构成的平衡放大器耦合器构成的平衡放大器其中其中1/2表示表示3dB衰减，负号表示信号有两次衰减，负号表示信号有两次90 相移，如

31、果两个相移，如果两个支路相同，则支路相同，则 而且正反向增益等于每个支路增益。而且正反向增益等于每个支路增益。OO 输入端口输入端口1 的功率在的功率在幅度上分成两部分幅度上分成两部分,到达到达端口端口 2 和和 3 时相位差时相位差90。输出端引入输出端引入90 附加相移，附加相移，使放大器使放大器A和和B的输出信的输出信号恢复同相后再合成。整个放大器的号恢复同相后再合成。整个放大器的S参量：参量：O附录附录G第28页/共61页宽带平衡放大器宽带平衡放大器 宽带功率分配器与宽带功率分配器与耦合器的唯一区别是没耦合器的唯一区别是没有相位差，因此需添加有相位差，因此需添加一一 段段/4传输线，以

32、便传输线，以便在两个支路间产生在两个支路间产生90。平衡放大器的主要平衡放大器的主要优点是输入输出端口的优点是输入输出端口的阻抗匹配非常好，即使一个放大器损坏，另一个仍继续工作。阻抗匹配非常好，即使一个放大器损坏，另一个仍继续工作。缺点是电路尺寸增加，频率响应劣化。缺点是电路尺寸增加，频率响应劣化。O3.负反馈电路负反馈电路 利用负反馈可得到平坦的增益，并可在宽频带内降低电压利用负反馈可得到平坦的增益，并可在宽频带内降低电压驻波比和晶体管的离散性对放大器特性的影响。驻波比和晶体管的离散性对放大器特性的影响。这种方案的主这种方案的主要缺点是限制了晶体管的最大功率增益，并增加了噪声系数。要缺点是限

33、制了晶体管的最大功率增益，并增加了噪声系数。第29页/共61页R2R1R2gmv+vR1R2R1R2gmv+rvR1 假设：假设：则则 可开路。可开路。通过选择合适的通过选择合适的R1和和R2,可实现平坦增益和良好匹配。唯一的限制条件是可实现平坦增益和良好匹配。唯一的限制条件是R2必为正值必为正值,即：即：gmR1/Z0=(1S21)/Z0.高频时应采用修正值加串联电感高频时应采用修正值加串联电感P347故：故：其中：其中：由附录 D变换若理想匹配：若理想匹配：S11=S22=0，则，则2第30页/共61页 9.7.2 大功率放大器大功率放大器 由于放大器工作在非线性区，小由于放大器工作在非线

34、性区，小信号近似将失效，必须求得大信号信号近似将失效，必须求得大信号 S参量或阻抗以便得到合理的设计结果参量或阻抗以便得到合理的设计结果.大功率放大器的重要指标是大功率放大器的重要指标是功率功率压缩压缩。当晶体管的输入功率达到饱和。当晶体管的输入功率达到饱和状态时状态时,其增益开始下降其增益开始下降.用用1dB压缩点来衡量放大器的功率容量压缩点来衡量放大器的功率容量:Pout,1dB(dBm)=G1dB(dB)+Pin,1dB(dBm)=G0(dB)-1dB+Pin,1dB(dBm)1dBmdsdRmdsPout(dBm)1dBPin(dBm)其中其中Pout,mds对应于最小输入信号的输出功

35、率，比输出噪声功率对应于最小输入信号的输出功率，比输出噪声功率Pn,out大大3dB。放大器另一个主要指标是放大器另一个主要指标是动态范围动态范围：dR=Pout,1dBPout,mdsPn,out=kTBG0F 或或 Pn,out(dBm)=10log(kT)+10logB+G0(dB)+F(dB)波尔、温度系数波尔、温度系数 带宽带宽 小信号增益小信号增益 噪声系数噪声系数波尔：波尔：k=1.3810-23，室温：，室温：10log(kT)=173.8dBm第31页/共61页PoutPinf22f2-f1f2f1f12f1-f2IMD 谐波失真谐波失真(dB)=总谐波输出功率基波输出功率总

36、谐波输出功率基波输出功率dfIPoutPin(dBm)mds1dBmdsPout(f2)Pout(2f2-f1)Pout(dBm)dR 在线性区在线性区,Pout(f2)随随Pin(f2)按比例按比例增加增加,但但Pout(2f2-f1)却与却与Pin(f2)的的3次幂次幂成正比，成正比，故故IMD与与Pin的平方成反比。的平方成反比。延伸它们的线性区可得到截点延伸它们的线性区可得到截点IP。若。若忽略忽略3阶以上的产物，阶以上的产物，则则IP是个固定是个固定点，可用此点作为量化交调失真特性点，可用此点作为量化交调失真特性的唯一参数。定义无失真动态范围：的唯一参数。定义无失真动态范围：交调失真

37、交调失真对应于两个频差不大的对应于两个频差不大的未调制谐波输入放大器所产生的相应未调制谐波输入放大器所产生的相应输出。如图所示：输出。如图所示：IMD=Pout(f2)(dBm)-Pout(2f2-f1)(dBm)df=IP(dBm)-G0(dB)-Pin,mds(dBm)32第32页/共61页 9.7.3 多级放大器多级放大器Z0MN3MN1MN2Q2Q1Z0VS 除了输入输出除了输入输出匹配网络外，还有匹配网络外，还有级间匹配网络。级间匹配网络。总的无失真动态范围：总的无失真动态范围：dftot(dBm)=IPtot(dBm)-Pout,mds(dBm)3阶截点将变为：阶截点将变为：IPt

38、ot(dB)=1/IP2(dBm)+1/(G2IP1)(dBm)1在网络无耗和良好匹配时，总增益：在网络无耗和良好匹配时，总增益：Gtot(dB)=G1(dB)+G2(dB)另外，若输入端最小可探测功率：另外，若输入端最小可探测功率：Pin,mds=kTB+3dB+F1但增益的提高伴随着噪声的增加，总噪声：但增益的提高伴随着噪声的增加，总噪声：Ftot=F1+G1F2-1则最小可探测的输出功率：则最小可探测的输出功率：Pout,mds=kTB+3dB+Ftot(dB)+Gtot(dB)因此增加第因此增加第2级放大器导致总动态范围减小。级放大器导致总动态范围减小。附录附录H.39第33页/共61

39、页例例9.18 多级放大器晶体管的选择,要求Pout,1dB=18dBm,G=20dB.解：解：输出级只能采用BFG540,其他级要提供20-7=13dB增益，故要用3级。中间级必须提供18-7=11dBm的输出功率，可选BFG520。则输入级最小增益13-9=4dB，最小输出功率11-9=2dBm，可选BFG505。但第一级增益越高，噪声越小。对于Pin=-2dBm，BFG505只有6dB增益，否则将进入饱和工作状态，故仍选BFG520。晶体管型号晶体管型号Gmax(dB)BFG540 2.0 7 21 34 IP(dBm)F(dB)Pout,1dB(dBm)BFG505 1.9 10 4

40、10 BFG520 1.9 9 17 26 由附录由附录H，总噪声：，总噪声：Ftot=F1+=1.9+=2.016dBG1G2F3-1971G1F2-190.93阶截点处的输出功率：阶截点处的输出功率：IPtot=25dBm1/IP3+1/(G3IP2)+1/(G2G3IP1)1第34页/共61页习习 题题 九九9.3 已知双极结晶体管的工作频率已知双极结晶体管的工作频率 f=7.5GHz,在特定偏置条在特定偏置条 件下其件下其 S11=0.85105.假设晶体管处于绝对稳定状态假设晶体管处于绝对稳定状态,可以应用单向化近似方法可以应用单向化近似方法,求最大源增益求最大源增益GS.9.1 已

41、知放大器的已知放大器的S参量为参量为:S11=0.7865,S21=2.278,S12=0.1121,S22=0.929.放大器的输入接口接放大器的输入接口接 VS=40 V,ZS=65的电压源的电压源,输出端口驱动一个阻抗输出端口驱动一个阻抗 为为ZL=85的天线的天线.假设放大器的假设放大器的S参数是相对于参数是相对于75传传 输线测得的输线测得的,求求GT、GTU、GA、G和和PL、PA、Pinc.9.2 已知双极结晶体管在特定偏置点和工作频率下的已知双极结晶体管在特定偏置点和工作频率下的S参量为参量为:S11=0.60175,S21=2.1861,S12=0.0977,S22=0.47

42、 29.考察该晶体管的稳定性考察该晶体管的稳定性.第35页/共61页 第第10章章 振荡器和混频振荡器和混频器器 10.1 振荡器的基本模型振荡器的基本模型 振荡器的核心是能够在特定频率上振荡器的核心是能够在特定频率上实现正反馈的环路。实现正反馈的环路。闭环传递函数：闭环传递函数：HF()HA()+VoutVfVin但在初始状态，必须有但在初始状态，必须有 HA0HFr()1 才能满足起振条件才能满足起振条件。第36页/共61页 10.1.1 负阻振荡器负阻振荡器令右端为零令右端为零(稳态时电压幅度不变稳态时电压幅度不变),则：则：用电流控制电压源作为输入信号。用电流控制电压源作为输入信号。其

43、中：其中：稳定条件：稳定条件：R1=-R，起振条件：，起振条件：R1-R为衰减振荡情况 振荡器中有源器件的作用就是提供能源以补偿电阻的耗能，振荡器中有源器件的作用就是提供能源以补偿电阻的耗能，若能找到若能找到 的非线性器件的非线性器件,并恰好补偿掉并恰好补偿掉R.根据根据KVL：i(t)-+Lv(i)CRLi(t)VCCRD则：则：实现负阻状态的最直接方法就是利用实现负阻状态的最直接方法就是利用隧道二极管，并自身存在固有电容。隧道二极管，并自身存在固有电容。第37页/共61页 10.1.2 反馈振荡器的设反馈振荡器的设计计VoutV1Z3Z1Z2 对电压增益为对电压增益为，输出阻抗为，输出阻抗

44、为RB的的场效应管模型，其环路方程：场效应管模型，其环路方程：IB-+Vout-VV1RBZ3Z1V1Z2 在输入输出高阻条件下，在输入输出高阻条件下，形网络：形网络：V故：故：其中其中调整反馈环路中的调整反馈环路中的3个阻抗就可设计出各种类型的振荡器。个阻抗就可设计出各种类型的振荡器。第38页/共61页 10.1.3 振荡器的设计步振荡器的设计步骤骤在在 h12 4(h11h22-h12h21)时可化间为：时可化间为：I2-+h22V2L3C2C1h11V2h12V1I3CEBI1-+-I1h21/h22由由KVL写出网孔方程：写出网孔方程：计算系数行列式并令虚部为零可得：计算系数行列式并令

45、虚部为零可得：再令实部为零并假设再令实部为零并假设 h12 1 可得：可得：2上述处理将上述处理将h参量视为实数的假设在一般情况下是不成立的。参量视为实数的假设在一般情况下是不成立的。第39页/共61页例例10.1 设计200MHz的Colpitts振荡器，已知VCE=3V，IC=3mA，CBC=0.1fF，CBe=100fF，rBE=2k，rCE=10k，L3=50nH。科尔皮兹科尔皮兹(电容三点式电容三点式)解：解：求直流下的h参量，由P62(4.31)式：(59+j2.4)10-4200MHz时1881-j473219-j550.11+j0.03故：故：由：由：算出算出 C=14.79n

46、F参数较接近只要小调整第40页/共61页 10.1.3 石英晶体振荡器石英晶体振荡器 石英晶体具有极高的品质因数，良好的频率及温度稳定性；石英晶体具有极高的品质因数，良好的频率及温度稳定性；但振荡频率不能超过但振荡频率不能超过250MHz。导纳：导纳：LqC0RqCq再用泰勒级数展开可得再用泰勒级数展开可得并联谐振频率：并联谐振频率：令虚部为零令虚部为零串联谐振频率：串联谐振频率：第41页/共61页 10.2 高频振荡器电路高频振荡器电路 当工作频率接近当工作频率接近GHz时，时，电电压电流的波动将不能忽略，压电流的波动将不能忽略，必须用反射系数来描述。必须用反射系数来描述。LoutZSVSi

47、nS (FET)负负载载BJTbS1S12S22S21S11LS1同理，输出端口的振荡条件：同理，输出端口的振荡条件：b2b1a2a1定义回路增益：定义回路增益：由由(9.30)式，稳定系数：式，稳定系数：由由(9.1)式：式：若在某个频率下：若在某个频率下：则电路处于非稳定状态并开始振荡。则电路处于非稳定状态并开始振荡。由由(9.9)式：式：首先确保首先确保第42页/共61页 10.2.1 固定频率振荡器固定频率振荡器例例10.4 设计1.5GHz的串联反馈振荡器,已知VCE=3V,VBE=0.9V,S11=1.47125S12=0.327130S21=2.2-63S22=1.23-45。然

48、后根据输入稳定性判定圆然后根据输入稳定性判定圆确定输入口的反射系数确定输入口的反射系数解：解：首先必须确认晶体管至少应当具有潜在的不稳定性首先必须确认晶体管至少应当具有潜在的不稳定性1-0.50.51.02.05.00.00.5-1.0-2.0-5.0-0.20.21.02.00.2rinCin由由(9.22)式：式：由由(9.21)式：式：因因 Cin rin,S22 1,稳定区在阴影圆外稳定区在阴影圆外.第43页/共61页 理论上稳定性判定圆内的任何理论上稳定性判定圆内的任何 都能满足振荡条件，实际都能满足振荡条件，实际工作中希望选用能够导致最大输出反射系数的工作中希望选用能够导致最大输出

49、反射系数的 值：值：S当当=S11时，时，有最大值，则有最大值，则ZL=Z0=50。但负载稍微偏离。但负载稍微偏离50会导致停振，因此应选择非常靠近会导致停振，因此应选择非常靠近S11的的 值。值。out-1S-1SVEECB50RFCVCC0.48nH134.3pFLoutSS 当输出功率增大时，当输出功率增大时，S 参量的变化将导致参量的变化将导致Rout的负阻减小。的负阻减小。实际应用中通常选择实际应用中通常选择RL=-Rout/3（只适用（只适用 远离远离S11,产生频率偏离）产生频率偏离）则则 ZS=13j25 选选 =0.65-125S =11.9-56.6out而而=0.0845

50、6.6，所以：，所以：ZL=-Zout=54.1+j7.7 Lout-1 输出反射系数由上式输出反射系数由上式计算：计算：-1S第44页/共61页VSS=0.65VCB50RFCVCC=3VTL2TL3BTL1TL5TL6TL4TL3ACB在栅极连接反馈电感使其增加不稳定性。在栅极连接反馈电感使其增加不稳定性。先将先将S参量变换为参量变换为Z参量，再与每一电感参量，再与每一电感的的Z参量相加后变回参量相加后变回S参量算出参量算出k值如图。值如图。当当L=0.9nH时最不稳定，故短路传输线时最不稳定，故短路传输线的电长度由的电长度由P50：例例10.5 已知FET在10GHz点S11=0.37-