《射频功率放大器.pptx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《射频功率放大器.pptx（90页珍藏版）》请在taowenge.com淘文阁网|工程机械CAD图纸|机械工程制图|CAD装配图下载|SolidWorks_CaTia_CAD_UG_PROE_设计图分享下载上搜索。
1、会计学1射频功率放大器射频功率放大器图3.17 阻抗匹配网络的连接图3.18 功率放大器组成框图第1页/共90页n n对阻抗匹配网络的基本要求是对阻抗匹配网络的基本要求是n n1)1)将负载阻抗变换为与功放电路的要求相匹配的负载将负载阻抗变换为与功放电路的要求相匹配的负载阻抗，以保证射频功放电路能输出最大的功率。阻抗，以保证射频功放电路能输出最大的功率。n n2)2)能滤除不需要的各次谐波分量，以保证负载上能获能滤除不需要的各次谐波分量，以保证负载上能获得所需频率的射频功率。得所需频率的射频功率。n n3)3)网络的功率传输效率要尽可能高，即匹配网络的损网络的功率传输效率要尽可能高，即匹配网络
2、的损耗要小。耗要小。n n常用的射频功率放大器匹配网络有常用的射频功率放大器匹配网络有L L形、形、形和形和T T形，形，有时也采用电感耦合匹配网络。根据匹配网络的性质，有时也采用电感耦合匹配网络。根据匹配网络的性质，可将功率放大器分为非谐振功率放大器和谐振功率放可将功率放大器分为非谐振功率放大器和谐振功率放大器。非谐振功率放大器匹配网络采用高频变压器、大器。非谐振功率放大器匹配网络采用高频变压器、传输线变压器等非谐振系统，它的负载阻抗呈现纯电传输线变压器等非谐振系统，它的负载阻抗呈现纯电阻性质。而谐振功率放大器的匹配网络是一个谐振系阻性质。而谐振功率放大器的匹配网络是一个谐振系统，它的负载阻
3、抗呈现电抗性质。统，它的负载阻抗呈现电抗性质。第2页/共90页3.3.2 集总参数的匹配网络集总参数的匹配网络n n1 1L L形匹配网络形匹配网络n nL L形匹配网络的基本形式如图形匹配网络的基本形式如图3.193.19所示。图中所示。图中X1X1通常通常为电容元件，而为电容元件，而X2X2则为电感元件。则为电感元件。n nRLRL到到RSRS的精确匹配只能在特定的频率的精确匹配只能在特定的频率f0f0处实现，在特处实现，在特定频率定频率f0f0处，处，L L形匹配网络中各元件的关系如形匹配网络中各元件的关系如(3.3.2(3.3.2 (3.3.4)(3.3.4)所示。所示。n n这种匹配
4、网络结构简单，但只适用于这种匹配网络结构简单，但只适用于R RS SR RL L的情况。的情况。而且，当而且，当R RS S和和R RL L给定以后，给定以后，QeQe值也就确定了，因此无值也就确定了，因此无法调整。法调整。第3页/共90页图3.19 L形匹配网络的基本形式第4页/共90页n n2 2 形匹配网络形匹配网络n n 形匹配网络如图形匹配网络如图3 32020所示。串联支路所示。串联支路XLXL为电感元件为电感元件L L，并联支路，并联支路XC1XC1、XC2XC2为电容元件为电容元件C C。n n在某一特定频率范围内，可得出在某一特定频率范围内，可得出 形匹配网络的设计形匹配网络
5、的设计关系式如关系式如(3.3.5)(3.3.5)(3.3.7)(3.3.7)所示。所示。n n在工作频率较高时，必须将射频功率管的输出电容在工作频率较高时，必须将射频功率管的输出电容CoutCout考虑在匹配网络内。这时考虑在匹配网络内。这时XC1XC1内应包含内应包含CoutCout的容的容抗，计算抗，计算C1C1值时也应减去值时也应减去CoutCout值。值。第5页/共90页图3.20 形匹配网络第6页/共90页n n3 3T T形匹配网络形匹配网络n nT T形匹配网络如图形匹配网络如图3.213.21所示，三个电抗元件接成所示，三个电抗元件接成“T T”字形结构。字形结构。n nT
6、T形网络也可以看成两个形网络也可以看成两个L L形网络串接组成，但分解时形网络串接组成，但分解时必须注意到这两个必须注意到这两个L L形网络的串联支路和并联支路的形网络的串联支路和并联支路的电抗必须是异性的，如图电抗必须是异性的，如图3.223.22所示。分解成两个所示。分解成两个L L形匹形匹配网络串接以后，就可以用配网络串接以后，就可以用L L形网络的分析方法推导形网络的分析方法推导出出T T形匹配网络的设计关系式。通过分析可得到形匹配网络的设计关系式。通过分析可得到T T形形匹配网络的设计关系式。匹配网络的设计关系式。第7页/共90页图3.21 T形匹配网络图3.22 T形网络的分解第8
7、页/共90页n n上述上述 形和形和T T形匹配网络都可以看成形匹配网络都可以看成L L形匹配网络的串形匹配网络的串接组合网络，这种接组合网络，这种L L形网络既有阻抗变换作用，又有形网络既有阻抗变换作用，又有阻抗补偿特性，因此被广泛应用在射频功率放大器的阻抗补偿特性，因此被广泛应用在射频功率放大器的匹配网络中。匹配网络中。第9页/共90页3.3.3传输线变压器匹配网络传输线变压器匹配网络1 1传输线变压器结构与等效电路传输线变压器结构与等效电路n n传输线变压器是将传输线绕在磁环上构成的，传输线传输线变压器是将传输线绕在磁环上构成的，传输线可以采用同轴电缆、带状传输线、双绞线或高强度的可以采
8、用同轴电缆、带状传输线、双绞线或高强度的漆包线，磁心采用高频铁氧体磁环漆包线，磁心采用高频铁氧体磁环(MXO)(MXO)或镍锌或镍锌(NXO)(NXO)。频率较高时，采用镍锌材料。磁环直径小的。频率较高时，采用镍锌材料。磁环直径小的只有几毫米，大的有几十毫米，选择的磁环直径与功只有几毫米，大的有几十毫米，选择的磁环直径与功率大小有关，一个率大小有关，一个15W15W功率放大器需要采用直径为功率放大器需要采用直径为101020mm20mm的磁环。传输线变压器的上限频率可高达几的磁环。传输线变压器的上限频率可高达几千兆赫，频率覆盖系数可以达到千兆赫，频率覆盖系数可以达到104104。n n一个一个
9、1 1 1 1的倒相传输线变压器的结构示意图如图的倒相传输线变压器的结构示意图如图3.233.23所所示，采用示，采用2 2根导线根导线(1(12 2为一根导线，为一根导线，3 34 4为另一根导为另一根导线线)，内阻为，内阻为RSRS的信号源的信号源uSuS连接在连接在1 1和和3 3始端，负载始端，负载RLRL连接在连接在2 2和和4 4终端，引脚端终端，引脚端2 2和和3 3接地。接地。第10页/共90页图3.23 11倒相传输线变压器第11页/共90页n n传输线变压器的等效电路如图传输线变压器的等效电路如图3.23b3.23b和图和图3.23c3.23c所示。图所示。图3.23b3.
10、23b和图和图3.23c3.23c在电路连接上完全相同。作为传输线变压在电路连接上完全相同。作为传输线变压器，必须是器，必须是2 2和和3 3端或端或1 1和和4 4端接地才行。由电源端端接地才行。由电源端1313看看进去的阻抗应该等于负载阻抗进去的阻抗应该等于负载阻抗RL(RL(等于传输线的特性阻等于传输线的特性阻抗抗Z ZC C)，因为输出电压与输入电压反相，所以它相当于一，因为输出电压与输入电压反相，所以它相当于一个反相变压器。个反相变压器。n n传输线变压器在变压器模式工作时，主要作用是在输入传输线变压器在变压器模式工作时，主要作用是在输入端和输出端之间实现阻抗转换、平衡不平衡变换等。
11、为端和输出端之间实现阻抗转换、平衡不平衡变换等。为了使输出电压倒相，了使输出电压倒相，2 2端必须接地（见图端必须接地（见图3.23b3.23b）。传输）。传输线变压器将传输线绕在磁心上，在线变压器将传输线绕在磁心上，在1 12 2端有较大的感抗端有较大的感抗存在，信号源就不会被短路；同样，存在，信号源就不会被短路；同样，4 43 3端也有感抗存端也有感抗存在，负载也不会被短路。如图在，负载也不会被短路。如图3.23c3.23c所示，输入信号和负所示，输入信号和负载分别加在其一次侧的载分别加在其一次侧的1 12 2端和二次侧的端和二次侧的3 34 4端绕组上。端绕组上。其中输入信号加在绕组上的
12、电压为其中输入信号加在绕组上的电压为u u，与传输线上的始，与传输线上的始端电压相同；通过电磁感应，在负载端电压相同；通过电磁感应，在负载RLRL上产生的电压也上产生的电压也为为u u，与传输线终端电压相同。，与传输线终端电压相同。第12页/共90页n n由此可见，传输线变压器可以实现信号的传输，并可由此可见，传输线变压器可以实现信号的传输，并可实现信号倒相。实现信号倒相。n n必须指出，传输线变压器是依靠传输线传送能量的一必须指出，传输线变压器是依靠传输线传送能量的一种宽带匹配元件，它的上限频率取决于传输线的长度种宽带匹配元件，它的上限频率取决于传输线的长度及其终端匹配程度，下限频率取决于一
13、次绕组的电感及其终端匹配程度，下限频率取决于一次绕组的电感量。量。第13页/共90页n n2 21 1 1 1平衡不平衡变换器平衡不平衡变换器n n采用传输线变压器原理，可制作宽频带平衡不平衡变采用传输线变压器原理，可制作宽频带平衡不平衡变换器，一个将平衡输入转换为不平衡输出的电路如图换器，一个将平衡输入转换为不平衡输出的电路如图3.24a3.24a所示；一个将不平衡输入转换为平衡输出的电路所示；一个将不平衡输入转换为平衡输出的电路如图如图3.24b3.24b所示，图中，两个绕组上的电压值均为所示，图中，两个绕组上的电压值均为u/2u/2。n n以图以图3.24b3.24b为例讨论其电压关系。
14、该电路阻抗匹配的条为例讨论其电压关系。该电路阻抗匹配的条件是件是RiRiZ ZC CR RL L，或写成，或写成Z ZC C=Ri R=Ri RL L 。根据传输线原理，。根据传输线原理，若设若设u13u13u u，则，则u24u24u13u13u u。负载中点接地，所以。负载中点接地，所以u uAD AD u uDB DB u/2u/2，u13u13u12u12 u uADAD ，u12u12u13-uu13-uADAD u/2u/2，两绕组上电压相等，所以，两绕组上电压相等，所以u34u34u12u12u/2u/2。第14页/共90页图3.24 11平衡不平衡变换器第15页/共90页n n
15、3 31 1 4 4和和4 4 1 1传输线变压器传输线变压器n n传输线变压器也可以用来进行阻抗变换。由于传输线传输线变压器也可以用来进行阻抗变换。由于传输线变压器的初、次级绕组的匝数是相同的，传输线变压变压器的初、次级绕组的匝数是相同的，传输线变压器只能实现某些特定阻抗的变化，它不能像普通变压器只能实现某些特定阻抗的变化，它不能像普通变压器那样，依靠改变一次、二次绕组的匝数比实现任何器那样，依靠改变一次、二次绕组的匝数比实现任何阻抗比的变换，只能通过改变线路的接法来实现一些阻抗比的变换，只能通过改变线路的接法来实现一些特定的阻抗变换，常用的阻抗变换形式有特定的阻抗变换，常用的阻抗变换形式有
16、1 1 4 4与与4 4 1 1，1 1 9 9与与9 9 1 1，以及，以及1 1 1616与与1616 1 1等。等。第16页/共90页n n一个一个1 1 4 4传输线变压器如图传输线变压器如图3 325a25a所示，它把负载阻抗降所示，它把负载阻抗降到原阻抗的到原阻抗的1/41/4，以便和信号源匹配。图中，由于变压，以便和信号源匹配。图中，由于变压器的器的4 4端与端与1 1端相连，所以端相连，所以4 43 3两端的电压必然等于传输两端的电压必然等于传输线的输入电压线的输入电压u u，又由于传输线的终端，又由于传输线的终端2 24 4上的电压和上的电压和输入端一样也是输入端一样也是u
17、u，所以负载电阻两端即，所以负载电阻两端即2 23 3端端(接地端接地端)的电压为的电压为2u2u，通过负载的电流为，通过负载的电流为i i，即，即i i2u2un nRLRL。另外当传输线从。另外当传输线从1 1端到端到2 2端有电流端有电流i i通过时，传输线另通过时，传输线另一导体上必然有电流为一导体上必然有电流为i i，即，即i i2u/RL2u/RL。当传输线从。当传输线从1 1端端到到2 2端有电流端有电流i i通过时，传输线另一导体上必然有电流通过时，传输线另一导体上必然有电流i i从从4 4端流向端流向3 3端，因为端，因为4 4端与端与1 1端相连，这个电流相当于从端相连，这
18、个电流相当于从1 1端端到到3 3端，结果信号源流入传输线输入端的总电流为端，结果信号源流入传输线输入端的总电流为2i 2i。根。根据上述分析可得，传输线变压器的输入阻抗如据上述分析可得，传输线变压器的输入阻抗如(3.3.14)(3.3.14)所所示。示。第17页/共90页n n(3.3.14)(3.3.14)式说明，该变压器把式说明，该变压器把RLRL变换为变换为RL/4RL/4，即输入，即输入端阻抗与负载阻抗之比为端阻抗与负载阻抗之比为1 1 4 4，实现了，实现了1 1 4 4的阻抗变换。的阻抗变换。n n1 1 4 4传输线的变压器形式等效电路如图传输线的变压器形式等效电路如图3.25
19、b3.25b所示。它所示。它相当于一个升压的自耦合变压器，当相当于一个升压的自耦合变压器，当4 43 3端输入电压端输入电压为为u u时，在时，在2 21 1端感应的电压也为端感应的电压也为u u，从而使，从而使2 2端对地端对地具有具有2u2u的电压，这样保证了传输线两导线间的电压恒的电压，这样保证了传输线两导线间的电压恒为为u u，使传输线正常工作。从阻抗变换的角度来看，使传输线正常工作。从阻抗变换的角度来看，它为它为1 1 2 2的自耦合变压器，所以阻抗变换关系为的自耦合变压器，所以阻抗变换关系为1 1 4 4。第18页/共90页图3.25 14传输线变压器第19页/共90页图图图图 5
20、.8.3 5.8.3 4 4 传输线变压器传输线变压器传输线变压器传输线变压器第20页/共90页n n对于图对于图3.25a3.25a所示的所示的1 1 4 4传输线变压器，如果把输入端传输线变压器，如果把输入端和输出端对调，就成为图和输出端对调，就成为图3.26a3.26a所示的所示的4 4 1 1传输线变压传输线变压器，它把负载升高器，它把负载升高4 4倍，以便与信号源匹配。倍，以便与信号源匹配。n n由于传输线两根导线间的电压为由于传输线两根导线间的电压为u u，两导线上的电流，两导线上的电流都为都为i i，但方向相反，所以，但方向相反，所以4 4 1 1阻抗变换传输线变压器阻抗变换传输
21、线变压器的电压、电流如图的电压、电流如图3.26a3.26a所示。由图可知，加于所示。由图可知，加于RLRL两两端的电压为端的电压为uouo，而流过，而流过R RL L的电流为的电流为2i 2i，故存在，故存在uo=2iRuo=2iRL L或或i=uo/2RLi=uo/2RL，而传输线输入端的等效电阻为，而传输线输入端的等效电阻为Ri=2uiRi=2ui，所以负载电阻经传输线变压器变换后，在变压器输入所以负载电阻经传输线变压器变换后，在变压器输入端的等效电阻如端的等效电阻如(3.3.16)(3.3.16)所示。所示。第21页/共90页n n要求传输线的特性阻抗如要求传输线的特性阻抗如(3.3.
22、17)(3.3.17)所示。所示。n n4 4 1 1传输线变压器的变压器形式等效电路如图传输线变压器的变压器形式等效电路如图3.26b3.26b所所示，它相当于一个降压的自耦变压器。当在示，它相当于一个降压的自耦变压器。当在1 14 4端作端作用有用有2u2u的电压时，在的电压时，在1 13 3端和端和2 24 4端都得到电压端都得到电压u u，从而保证传输线两导体间的电压恒为从而保证传输线两导体间的电压恒为u u，使传输线正，使传输线正常工作。从阻抗变换角度来看，它是常工作。从阻抗变换角度来看，它是2 2 1 1的自耦变压的自耦变压器，所以阻抗变换关系为器，所以阻抗变换关系为4 4 1 1
23、。n n此外，还有此外，还有9 9 1 1、1 1 9 9、1616 1 1、1 1 1616等传输线变压器的等传输线变压器的结构形式。结构形式。第22页/共90页3.4 3.4 功率合成与分配功率合成与分配功率合成与分配功率合成与分配3.4.1 3.4.1 功率合成器功率合成器功率合成器功率合成器n n如果单个射频有源器件输出的最大功率不能满足设计如果单个射频有源器件输出的最大功率不能满足设计的要求，可以使用功率合成技术，把两个或者多个射的要求，可以使用功率合成技术，把两个或者多个射频功率放大电路的输出信号同相相加，以提高射频输频功率放大电路的输出信号同相相加，以提高射频输出功率。例如，每一
24、个射频功率放大电路的最大输出出功率。例如，每一个射频功率放大电路的最大输出功率为功率为1W1W，如果把，如果把1010个同样的放大电路并联起来，个同样的放大电路并联起来，经过功率合成网络，就可以获得经过功率合成网络，就可以获得10W10W的射频功率输出。的射频功率输出。n n有源器件直接并联使用时，对有源器件一致性的要求有源器件直接并联使用时，对有源器件一致性的要求很高，直接把多个有源器件并联使用，会导致放大电很高，直接把多个有源器件并联使用，会导致放大电路效率下降，稳定性变差路效率下降，稳定性变差(一个有源器件的损坏，可一个有源器件的损坏，可能导致整个放大电路不能使用能导致整个放大电路不能使
25、用)，而且输入和输出匹，而且输入和输出匹配网络的设计会更为困难。因此通常采用功率合成网配网络的设计会更为困难。因此通常采用功率合成网络和功率分配网络来并联有源器件，实现输出功率的络和功率分配网络来并联有源器件，实现输出功率的增加增加。第23页/共90页n n1 1单级功率合成放大电路单级功率合成放大电路n n一个单级功率合成放大电路示意图如图一个单级功率合成放大电路示意图如图3 32727所示，所示，输入功率输入功率PiPi被平均分配到被平均分配到NN个放大电路，放大电路的个放大电路，放大电路的功率增益为功率增益为Gi(i=1Gi(i=1，2 2，N)N)，输入信号经过多路放，输入信号经过多路
26、放大器放大后，再利用功率合成网络将射频功率相加输大器放大后，再利用功率合成网络将射频功率相加输出。在功率合成网络中，需要特别注意的是功率合成出。在功率合成网络中，需要特别注意的是功率合成时的相位，应保证为同相相加形式。如果在功率合成时的相位，应保证为同相相加形式。如果在功率合成时相位不一致，将不能实现同相相加，会降低输出功时相位不一致，将不能实现同相相加，会降低输出功率，并有可能损坏有源功率器件。率，并有可能损坏有源功率器件。第24页/共90页图3.27 单级功率合成放大电路示意图第25页/共90页n n2 2多级功率合成放大电路多级功率合成放大电路n n一个多级功率合成放大电路如图一个多级功
27、率合成放大电路如图3.283.28所示，每两个放所示，每两个放大电路输出的功率经过第一级功率合成网络相加在一大电路输出的功率经过第一级功率合成网络相加在一起，每两个输出功率再经过第二级功率合成网络相加起，每两个输出功率再经过第二级功率合成网络相加在一起，最后经过多级合成后，将相加的功率输出。在一起，最后经过多级合成后，将相加的功率输出。第26页/共90页图3.28 多级功率合成放大电路示意图第27页/共90页n n3 3基于基于3dB3dB耦合器的功率合成电路耦合器的功率合成电路n n在平衡放大电路中使用的在平衡放大电路中使用的3dB3dB耦合器可以作为功率合耦合器可以作为功率合成网络，把两个
28、端口输入的功率在一个端口输出，其成网络，把两个端口输入的功率在一个端口输出，其电路原理图如图电路原理图如图3.293.29所示。电路为上下对称的两部分，所示。电路为上下对称的两部分，射频输入信号经过射频输入信号经过3dB3dB耦合器分为两路，分别送入上、耦合器分为两路，分别送入上、下两路放大电路进行放大，再送入下两路放大电路进行放大，再送入3dB3dB耦合器输出。耦合器输出。第28页/共90页图3.29 基于3dB耦合器的功率合成电路第29页/共90页n n4 4基于魔基于魔T T形混合网络的功率合成电路形混合网络的功率合成电路n n采用传输线变压器组成的混合网络具有频带宽、结构简采用传输线变
29、压器组成的混合网络具有频带宽、结构简单、损耗小的特点，因此称为魔单、损耗小的特点，因此称为魔T T形混合网络。用它来形混合网络。用它来实现功率合成或功率分配时，具有如下特点：实现功率合成或功率分配时，具有如下特点：n n1)1)若有若有NN个相同的功率放大器，每个功率放大器为匹配个相同的功率放大器，每个功率放大器为匹配负载提供额定的功率负载提供额定的功率P1P1，则，则NN个负载上得到的总功率为个负载上得到的总功率为NP1NP1。n n2)N2)N个功率放大器彼此是隔离的。也就是说，当任何一个功率放大器彼此是隔离的。也就是说，当任何一个功率放大器损坏时，不影响其余放大器工作，各自仍个功率放大器
30、损坏时，不影响其余放大器工作，各自仍向负载提供自己的额定功率。向负载提供自己的额定功率。n n3)3)当一个或数个功率放大器损坏时，负载上所得到的功当一个或数个功率放大器损坏时，负载上所得到的功率虽然下降，但下降要尽可能小。在最好的情况下，减率虽然下降，但下降要尽可能小。在最好的情况下，减少值等于损坏放大器数目少值等于损坏放大器数目MM与额定功率与额定功率P1P1的乘积，即的乘积，即MP1MP1。第30页/共90页n n目前基于魔目前基于魔T T形混合网络的功率合成电路已得到广泛形混合网络的功率合成电路已得到广泛应用，并能获得几百瓦至上千瓦的高频输出功率。显应用，并能获得几百瓦至上千瓦的高频输
31、出功率。显然，实现理想功率合成的关键是魔然，实现理想功率合成的关键是魔T T形混合网络。形混合网络。n n魔魔T T形混合网络有四个端点，分别是形混合网络有四个端点，分别是A A端、端、B B端、端、C C端端(S(S端端)和和DD端端(端端)，将两个同频信号分别加到，将两个同频信号分别加到A AB B端，端，可在可在C C端端(或或DD端端)获得倍增的输出功率，称为功率合成。获得倍增的输出功率，称为功率合成。功率合成分为同相功率合成功率合成分为同相功率合成(或称零相合成或称零相合成)和反相功和反相功率合成率合成(或称或称 相合成相合成)。n n一个用一个用4 4 1 1或或1 1 4 4传输
32、线变压器构成的混合网络如图传输线变压器构成的混合网络如图3.303.30所示，图所示，图3.30a3.30a为反相功率合成电路，图中为反相功率合成电路，图中Tr1Tr1为魔为魔T T形混合网络，形混合网络，Tr2Tr2为为1 1 1 1平衡不平衡变换器。两个等平衡不平衡变换器。两个等值反相的同频信号分别加在值反相的同频信号分别加在A AB B端，在端，在DD端合成功率，端合成功率，C C端无输出，称为反相功率合成。端无输出，称为反相功率合成。第31页/共90页图3.30 41魔T形混合网络功率合成电路第32页/共90页n n采用如图采用如图3.313.31所示两个所示两个1 1 1 1传输线变
33、压器的混合网络构传输线变压器的混合网络构成的魔成的魔T T形网络，同样可以完成功率的合成。形网络，同样可以完成功率的合成。n图3.31 11传输线变压器构成魔T形网络第33页/共90页3.4.2 3.4.2 功率分配器功率分配器功率分配器功率分配器n n在射频微波电路中，为了将功率按一定的比例分成在射频微波电路中，为了将功率按一定的比例分成两路或多路，需要使用功率分配器两路或多路，需要使用功率分配器(简称功分器简称功分器)。功。功率分配器在射频微波大功率固态发射源的功率放大率分配器在射频微波大功率固态发射源的功率放大器中广泛地使用，而且功率分配器常是成对使用，先器中广泛地使用，而且功率分配器常
34、是成对使用，先将功率分成若干份，然后分别放大，再合成输出。将功率分成若干份，然后分别放大，再合成输出。n n一个一分为二的功率分配器是三端口网络结构，如图一个一分为二的功率分配器是三端口网络结构，如图3.323.32所示。信号输入端的功率为所示。信号输入端的功率为P1P1，而其他两个输出，而其他两个输出端口的功率分别为端口的功率分别为P2P2和和P3P3。由能量守恒定律可知，。由能量守恒定律可知，P1P1P2P2P3P3。第34页/共90页图3.32 功率分配器示意图第35页/共90页n n在实际电路中，最常用的情况是在实际电路中，最常用的情况是P2(dBm)P2(dBm)P3(dBm)P3(
35、dBm)，如果如果P2(dBm)P2(dBm)P3(dBm)P3(dBm)，三端口之间的功率关系可写，三端口之间的功率关系可写成成n nP2(dBm)P2(dBm)P3(dBm)P3(dBm)Pin(dBm)-3dB (3.4.9)Pin(dBm)-3dB (3.4.9)n n但但P2P2并不一定要等于并不一定要等于P3P3。因此，功率分配器可分为等。因此，功率分配器可分为等分型分型(P2(P2P3)P3)和比例型和比例型(P2(P2kP3)kP3)两种类型。两种类型。n n功率分配器的技术指标包括频率范围、承受功率、主功率分配器的技术指标包括频率范围、承受功率、主路到支路的分配损耗、输入输出
36、间的插入损耗、支路路到支路的分配损耗、输入输出间的插入损耗、支路端口间的隔离度、每个端口的电压驻波比等。端口间的隔离度、每个端口的电压驻波比等。第36页/共90页n n(1)(1)等分型功率分配器等分型功率分配器n n等分型功率分配器根据电路使用元件的不同，可分为等分型功率分配器根据电路使用元件的不同，可分为电阻式和电阻式和LCLC式两种形式。式两种形式。n n1 1）电阻式）电阻式n n电阻式等分型功率分配器电路仅利用电阻设计，按结电阻式等分型功率分配器电路仅利用电阻设计，按结构可分成构可分成形和形和Y Y形，如图形，如图3.33a3.33a和图和图3.33b3.33b所示。所示。n n在图
37、在图3.333.33中，中，Z Z0 0是电路特性阻抗，在高频电路中，不是电路特性阻抗，在高频电路中，不同的使用频段，电路中的特性阻抗是不相同的，这里同的使用频段，电路中的特性阻抗是不相同的，这里以以5050为例。这种电路的优点是频宽大、布线面积小、为例。这种电路的优点是频宽大、布线面积小、设计简单；缺点是功率衰减较大设计简单；缺点是功率衰减较大(6dB)(6dB)。第37页/共90页图3.33 形和Y形电阻式功率分配器第38页/共90页n n2 2）LCLC式式n nLCLC式集总参数功率分配器电路利用电感及电容进行设式集总参数功率分配器电路利用电感及电容进行设计。按结构可分成高通型和低通型
38、，如图计。按结构可分成高通型和低通型，如图3.35a3.35a和图和图3.35b3.35b所示。下面分别给出其设计公式。所示。下面分别给出其设计公式。n n低通型低通型LCLC式集总参数功率分配器的设计公式为式集总参数功率分配器的设计公式为(3.4.11)(3.4.11)。n n高通型高通型LCLC式集总参数功率分配器的设计公式为式集总参数功率分配器的设计公式为(3.4.12)(3.4.12)。第39页/共90页图3.35 LC式集总参数功率分配器第40页/共90页n n(2)(2)比例型功率分配器比例型功率分配器n n比例型功率分配器的两个输出口的功率不相等。假定比例型功率分配器的两个输出口
39、的功率不相等。假定一个支路端口与主路端口的功率比为一个支路端口与主路端口的功率比为k k，可按照下面，可按照下面公式公式(3.4.13)(3.4.13)设计图设计图3.35a3.35a所示低通型所示低通型LCLC式集总参数比例式集总参数比例功率分配器。功率分配器。n n其他形式的比例型功率分配器可用类似的方法进行设其他形式的比例型功率分配器可用类似的方法进行设计。计。n n(3)(3)集总参数功率分配器的设计方法集总参数功率分配器的设计方法n n集总参数功率分配器的设计需要计算出各个电感、电集总参数功率分配器的设计需要计算出各个电感、电容或电阻的值。设计时可以使用现成软件容或电阻的值。设计时可
40、以使用现成软件Microwave Microwave OfficeOffice或或MathcadMathcad，也可以查手册或手工解析计算。，也可以查手册或手工解析计算。第41页/共90页n n2 2基于魔基于魔T T形混合网络的功率分配器电路形混合网络的功率分配器电路n n将输入功率加到魔将输入功率加到魔T T形混合网络的形混合网络的C C端端(或或DD端端),),在在A A、B B端的负载上可得到等值同相端的负载上可得到等值同相(或等值反相或等值反相)的功率，称的功率，称为功率分配。为功率分配。n n一个以一个以4 4 1 1传输线魔传输线魔T T形网络构成的功率分配器电路如形网络构成的功
41、率分配器电路如图图3.363.36所示。若内阻为所示。若内阻为R RC C的信号源接在的信号源接在DD端，可在端，可在A A、B B端得到等值反相的功率，实现了反相功率分配，如端得到等值反相的功率，实现了反相功率分配，如图图3.36a3.36a所示。当所示。当R RA AR RB BR R时，时，ic ic2i 2i0 0，ia iaib ibid id。可见可见A A端和端和B B端获得等值反相功率，而端获得等值反相功率，而C C端没有获得功端没有获得功率。这时，由于率。这时，由于i i0 0，DD端呈现的等效负载电阻端呈现的等效负载电阻R RL L为为R RA A和和R RB B之和，即之
42、和，即n nR RL L=R=RA A+R+RB B=2R (3.4.14)=2R (3.4.14)第42页/共90页图3.36 基于魔T形网络的功率分配器电路第43页/共90页n n基于魔基于魔T T形网络的二分配器电路是基础，可以组成各形网络的二分配器电路是基础，可以组成各高次分配器，例如三分配器、四分配器、六分配器、高次分配器，例如三分配器、四分配器、六分配器、八分配器、九分配器等。一般常用的是二、三、四分八分配器、九分配器等。一般常用的是二、三、四分配器。因为分配次数过大，分配单元的平衡和插入损配器。因为分配次数过大，分配单元的平衡和插入损耗将明显增加。一个三分配器和四分配器的电路形式
43、耗将明显增加。一个三分配器和四分配器的电路形式如图如图3.373.37所示。图所示。图3.37a3.37a所示为三分配器，也是基本分所示为三分配器，也是基本分配器。将配器。将Tr2Tr2、Tr3Tr3魔魔T T形混合网络的端连接起来，并形混合网络的端连接起来，并为一个负载端，因此在每个负载上可获得信号源功率为一个负载端，因此在每个负载上可获得信号源功率的三分之一。图的三分之一。图3.37b3.37b所示为四分配器，由三个二分配所示为四分配器，由三个二分配器连接而成，每个负载上可获得信号源功率的四分之器连接而成，每个负载上可获得信号源功率的四分之一。图中一。图中R*1R*1、R*2R*2、R*3
44、R*3是平衡电阻，在实际调测中是平衡电阻，在实际调测中选配，以保证分配器达到最佳匹配状态。选配，以保证分配器达到最佳匹配状态。第44页/共90页图3.37 三分配和四分配功率分配器电路第45页/共90页n n3 3分布参数功率分配器分布参数功率分配器n n分布参数功率分配器的基本结构是分布参数功率分配器的基本结构是Wilkinson(Wilkinson(威尔金森威尔金森)功率分配器。这种功率分配器的原始模型是同轴形功率分配器。这种功率分配器的原始模型是同轴形式。工程中大量使用的是微带线形式，其他分布参数式。工程中大量使用的是微带线形式，其他分布参数功率分配器是带状线、波导、同轴结构形式。在大功
45、功率分配器是带状线、波导、同轴结构形式。在大功率情况下会用到空气带状线或空气同轴线形式。空气率情况下会用到空气带状线或空气同轴线形式。空气带状线是大功率微波频率低端常用结构，原理与微带带状线是大功率微波频率低端常用结构，原理与微带线威尔金森功率分配器相同，只是每段传输线的特性线威尔金森功率分配器相同，只是每段传输线的特性阻抗的实现要用到带状线计算公式阻抗的实现要用到带状线计算公式(承受大功率就是承受大功率就是要加大各个结构尺寸要加大各个结构尺寸)。微波高端常用到波导。微波高端常用到波导T T形接头形接头或魔或魔T T结构。同轴结构加工困难，应尽可能少用。功结构。同轴结构加工困难，应尽可能少用。
46、功率分配器合成器有两路和多路或三路情况。率分配器合成器有两路和多路或三路情况。第46页/共90页3.5 3.5 功率放大器的线性化技术功率放大器的线性化技术功率放大器的线性化技术功率放大器的线性化技术n n在一些通信系统中，需要使用线性功率放大器，如采在一些通信系统中，需要使用线性功率放大器，如采用用QPSKQPSK和和 4 4QPSKQPSK调制技术的系统，需要使用线调制技术的系统，需要使用线性功率放大器来使频谱再生达到最小。在多载波系统性功率放大器来使频谱再生达到最小。在多载波系统中，比如基站发射机、有线电视发射机和正交频分复中，比如基站发射机、有线电视发射机和正交频分复用用(OFDM)(
47、OFDM)电路中，要同时处理多个频道的功率放大电路中，要同时处理多个频道的功率放大器，为避免交叉调制，也要求是线性的。器，为避免交叉调制，也要求是线性的。n n大多数的线性功率放大器都使用了效率在大多数的线性功率放大器都使用了效率在30304040的的A A类输出电路。为了得到更高的效率，可以先使用类输出电路。为了得到更高的效率，可以先使用非线性功率放大器进行放大，再对电路进行线性化处非线性功率放大器进行放大，再对电路进行线性化处理。理想情况下，这种方法可以使整体的失真达到可理。理想情况下，这种方法可以使整体的失真达到可以接受的程度，而不会很明显地降低效率。以接受的程度，而不会很明显地降低效率
48、。第47页/共90页n n本节描述的线性化技术已在一些复杂、昂贵的射频和本节描述的线性化技术已在一些复杂、昂贵的射频和微波系统中应用。但是在低成本的便携式终端系统中，微波系统中应用。但是在低成本的便携式终端系统中，线性化技术一般会使设计变得复杂，电路还需要进行线性化技术一般会使设计变得复杂，电路还需要进行多种调整，而且当器件特性随温度和输出功率变化时，多种调整，而且当器件特性随温度和输出功率变化时，这种方法会变得不那么有效。这种方法会变得不那么有效。n n很多线性化方法还有一个重要的缺点是，它们需要功很多线性化方法还有一个重要的缺点是，它们需要功率放大器的核心部分具有一定的线性度，如果输出管率
49、放大器的核心部分具有一定的线性度，如果输出管工作为一个理想开关，这些方法就没有效果了。另外，工作为一个理想开关，这些方法就没有效果了。另外，每种技术只适用于某种类型的放大器。每种技术只适用于某种类型的放大器。第48页/共90页3.5.1 3.5.1 前馈线性化技术前馈线性化技术前馈线性化技术前馈线性化技术n n非线性功率放大器产生的输出电压波形，可以看成是非线性功率放大器产生的输出电压波形，可以看成是一个线性一个线性“复制复制”(放大放大)的输入信号和一个误差信号的输入信号和一个误差信号的和。前馈线性化的设计思想是，利用前馈网络计算的和。前馈线性化的设计思想是，利用前馈网络计算这个误差，对其进
50、行适当的放大或缩小，这个误差，对其进行适当的放大或缩小，n n再从输出波形中扣除。一个前馈放大器的基本形式如再从输出波形中扣除。一个前馈放大器的基本形式如图图3.383.38所示，其中主功率放大器的输出为所示，其中主功率放大器的输出为u uMM，而，而u uNN为为u uMM的的1/Au1/Au。u uNN减去输入信号，所得结果再放大减去输入信号，所得结果再放大AuAu倍，倍，再被再被u uMM减去。如果减去。如果u uMM A Auuinuuinu uDD，其中，其中u uDD代表失真量，代表失真量，那么那么u uNN uinuinuD/AuuD/Au，由此得到，由此得到up=uup=uDD