《电机变频调速讲座第六讲异步电动机的动态数学模型和.pdf》由会员分享，可在线阅读，更多相关《电机变频调速讲座第六讲异步电动机的动态数学模型和.pdf（8页珍藏版）》请在taowenge.com淘文阁网|工程机械CAD图纸|机械工程制图|CAD装配图下载|SolidWorks_CaTia_CAD_UG_PROE_设计图分享下载上搜索。
1、电力电子2 0 0 7 年5 期Power Electronics|59知识讲座Lectures当异步电动机用于轧钢机、数控机床、机器人、载客电梯等高性能调速系统和伺服系统时，系统需要较高甚至很高的动态性能，仅用基于稳态模型的各种系统就不能解决问题了。要实现高动态性能，必须首先研究异步电动机的动态数学模型。由于此模型的结构比较复杂，本讲主要阐明其基本概念，介绍常用的表达形式，而略去繁琐的数学推导。如果需要查阅更详细的数学分析，请参阅参考文献 1、2 。6.1 三相异步电动机的多变量非线性数学模型在研究异步电动机的多变量非线性数学模型时，常作如下的假设：(1)忽略空间谐波和齿槽效应，三相绕组对称
2、，在空间上互差 1 2 0 电角度，所产生的磁动势沿气隙周围按正弦规律分布；(2)忽略磁路饱和，认为各绕组的自感和互感都是恒定的；(3)忽略铁心损耗；(4)不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。无论电动机转子是绕线型的还是笼型的，都将它等效成三相绕线转子，并折算到定子侧，折算后的定子和转子绕组匝数都相等。这样，电动机绕组就等效成图6-1所示的三相异步电动机的物理模型。图中，定子三相绕组轴线 A、B、C在空间是固定的，转子绕组轴线上海大学陈伯时a、b、c则随转子旋转，以 A轴为参考坐标轴，转子 a轴和定子 A轴间的电角度 为空间角位移变量。规定各绕组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右
3、手螺旋定则。这时，异步电动机的数学模型由下述电压方程、磁链方程、转矩方程和运动方程组成。6.1.1.电压方程三相定子绕组的电压平衡方程为dtdRiuAsAA+=dtdRiuBsBB+=dtdRiuCsCC+=交流电机变频调速讲座Lectures on Variable Frequency Speed Control of AC Machines第六讲 异步电动机的动态数学模型和坐标变换Dynamic Mathematical Model of Induction Motors and CoordinateTransformation图6-1 三相异步电动机的物理模型电力电子2 0 0 7 年5
4、 期60|Power Electronics与此相应，三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程为dtdRiuaraa+=dtdRiubrbb+=dtdRiucrcc+=式中:cbaCBAuuuuuu,定子和转子相电压的瞬时值；cbaCBAiiiiii,定子和转子相电流的瞬时值；cbaCBA,各相绕组的全磁链；rsRR,定子和转子绕组电阻。上述各量都已折算到定子侧，为了简单起见，表示折算的上角标“”均省略，以下同此。将电压方程写成矩阵形式，并以微分算子 p代替微分符号d/d t，得+=cbaCBAcbaCBArrrssscbaCBApiiiiiiRRRRRRuuuuuu000000000000000
5、000000000000000(6-1)或写成s=+uRi p(6-1 a)6.1.2 磁链方程每个绕组的磁链是它本身的自感磁链和其他绕组对它的互感磁链之和，因此，六个绕组的磁链可表述为=cbaCBAcccbcacCcBcAbcbbbabCbBbAacabaaaCaBaACcCbCaCCCBCABcBbBaBCBBBAAcAbAaACABAAcbaCBAiiiiiiLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLL(6-2)或写成Li=(6-2 a)式中 L 6 6电感矩阵；LA A、LB B、LC C、La a、Lb b、Lc c各有关绕组的自感；其余各项是绕组间的互感
6、。实际上，与电动机绕组交链的磁通只有两类：一类是穿过气隙的相间互感磁通，另一类是只与一相绕组交链而不穿过气隙的漏磁通，前者是主要的。与定子一相绕组交链的最大互感磁通对应于定子互感 Lms，与转子一相绕组交链的最大互感磁通对应于转子互感 Lmr，由于折算后定、转子绕组匝数相等，且各绕组间互感磁通都通过气隙，磁阻相同，故可认为 Lm s=Lm r。对于漏磁通，定子各相漏磁通所对应的电感称作定子漏感Ll s，由于绕组的对称性，各相漏感值均相等；同样，转子各相漏磁通则对应于转子漏感Ll r。(1)绕组自感对于每一相绕组来说，它所交链的磁通是互感磁通与漏感磁通之和，因此定子各相自感为lsmsCCBBAA
7、LLLLL+=(6-3)而转子各相自感为lrmsccbbaaLLLLL+=(6-4)(2)绕组间互感两相绕组之间只有互感，互感又分为两类：定子三相A,B,C之间和转子三相a,b,c之间的互感，由于它们之间的位置都是固定的，故互感为常值；定子某一相与转子任一相之间的互感，由于它们位置是变化的，互感是角位移的函数。现在先讨论第一类。三相绕组轴线彼此在空间的相位差是 1 2 0，在假定气隙磁通为正弦分布的条件下，互感值应为cos120cos(120)/2msmsmsLLL=，于是msACCBBACABCABLLLLLLL21=(6-5)msmraccbbacabcabLLLLLLLL2121=(6-
8、6)至于第二类，即定、转子绕组间的互感，由于相互间位置的变化(见图6-1)，可分别表示为cosmscCCcbBBbaAAaLLLLLLL=(6-7)120cos(+=msaCCacBBcbAAbLLLLLLL(6-8)120cos(=msbCCbaBBacAAcLLLLLLL(6-9)当定、转子两相绕组轴线重合时，两者之间的互感值最大，就是每相的最大互感值 Lms。将式(6-3)式(6-9)都代入式(6-2)，即得完整的磁链方程，显然这个矩阵方程是比较复杂的，为了方便起见，可以将它写成分块矩阵的形式=rsrrrssrssrsiiLLLL(6-1 0)式中TCBA=sTcba=rTCBAiii=
9、siTcbariii=i+=lsmsmsmsmslsmsmsmsmslsmsLLLLLLLLLLLL212121212121ssL(6-1 1)知识讲座Lectures电力电子2 0 0 7 年5 期Power Electronics|61+=lrmsmsmsmslrmsmsmsmslrmsLLLLLLLLLLLL212121212121rrL(6-1 2)+=cos)120cos()120cos()120cos(cos)120cos()120cos()120cos(cosmsTLsrrsLL(6-1 3)Lr s和 Ls r两个分块矩阵互为转置，且均与转子位置有关，它们的元素都是变参数，这是
10、系统非线性的一个根源。如果把磁链方程式(6-2 a)代入电压方程式(6-1 a)，即得展开后的电压方程：()sddddtdtdtdddtd=+=+=+iLuRiLiRiLiiLRiLi(6-1 4)式中，L d i/d t 电磁感应电动势中的脉变电动势(或称变压器电动势)；(d L/d)i 电磁感应电动势中与转速成正比的旋转电动势。6.1.3 转矩方程根据机电能量转换原理，可求出异步电动机电磁转矩 Te表达式如式(6-1 5)所示：T1()2epdTnd=Lii(6-1 5)其中 Te的正方向是使减小的方向。将电感矩阵函数展开，经过推导(过程从略)可得)120sin()()120sin()(s
11、in)(+=bCaBcAaCcBbAcCbBaAmspeiiiiiiiiiiiiiiiiiiLnT(6-1 5 a)应该指出，上式是在线性磁路、空间磁动势按正弦分布的假定条件下得出来的，但对定、转子电流随时间变化的波形未作任何假定，式中的i都是瞬时值。因此，上述电磁转矩公式完全适用于变压变频器供电的含有电流谐波的三相异步电动机调速系统。6.1.4 电气传动系统的运动方程忽略电气传动系统传动机构中的粘性摩擦和传动轴的扭转弹性，系统的运动方程式为dtdnJTTpLe+=(6-1 6)式中，TL负载阻转矩(N m)；j 机组的转动惯量(k g m2)。6.1.5 三相异步电动机的数学模型将式(6-1
12、 4)或式(6-1)和式(6-2)、式(6-1 5)、式(6-1 6)综合起来，再加上转速与转角的微分关系dtd=(6-1 7)便构成三相异步电动机的多变量非线性数学模型，把这些方程式汇集如下：()()sdddtd=+iLuRiLiT1()2epLpdJ dTnTdndt=+Liidtd=用结构图表示出来如图 6-2所示。上述动态数学模型方程式和动态结构图表明，异步电动机的数学模型具有下列特点：(1)系统包含定、转子共6个绕组的电磁惯性、运动系统的机电惯性、转速与转角的微分关系，即使不考虑变频装置的滞后因素，也是一个八阶系统。(2)除负载转矩输入外，异步电动机可以看成是一个双输入双输出系统，输
13、入量是电压向量 us所代表的电压幅值 us和电源角频率1，输出量是磁链向量和转子角速度。电流向量 i是系统内部的状态变量，它和磁链向量之间有由式(6-2)或式(6-1 0)确定的关系。(3)非线性因素存在于产生旋转电动势和电磁转矩这两个环节上，还包含在电感矩阵 L中(不考虑饱和时)。(4)多变量之间的耦合关系主要也体现在旋转电动势和电磁转矩两个环节上。因此，异步电动机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。6.2 坐标变换异步电动机的动态数学模型结构复杂，分析和求解十分困难，在实际应用中，必须设法予以简化。从异步电动机数学模型的分析过程中可以看出，其所以复知识讲座Lectures
14、图6-2 异步电动机的多变量非线性动态结构图电力电子2 0 0 7 年5 期62|Power Electronics杂，关键在于 6 6的电感矩阵。因此，要简化数学模型，须从简化磁链关系入手。直流电动机的数学模型比较简单，因为它的磁链关系简单。图 6-3绘出了两极直流电动机的物理模型，励磁绕组 F和补偿绕组 C都在定子上，只有电枢绕组在转子上。把 F的轴线称作直轴或 d轴，主磁通的方向是沿着 d轴的；A和 C的轴线称为交轴或 q轴。虽然电枢本身是旋转的，但通过换向器和电刷的作用，使电枢磁动势的轴线始终被限定在 q轴位置上，其效果好像是一个在 q轴上静止的绕组，但它实际上是旋转的，会切割 d轴的
15、磁通而产生旋转电动势，这又不同于真正静止的绕组，通常把这种等效的静止绕组称作“伪静止绕组”。电枢磁动势的作用可以用补偿绕组磁动势抵消，或者由于其作用方向与 d轴垂直而对主磁通影响甚微，所以直流电动机的主磁通基本上唯一地由励磁电流决定，这是直流电动机的数学模型及其控制系统比较简单的根本原因。如果能将交流电动机的物理模型(见图6-1)等效地变知识讲座Lectures换成类似直流电动机的模型，分析和控制将大大简化。等效的原则是：在不同情况中所产生的磁动势完全一样。众所周知，在交流电动机三相对称的静止绕组 A、B、C中，通以三相平衡的正弦电流iA、iB、iC时，所产生的合成磁动势是旋转磁动势(见图中的
16、矢量 F)，它在空间呈正弦分布，以同步角速度1(即电流的角频率)顺着 A-B-C的相序旋转。这样的物理模型如图 6-4 a所示，相当于图 6-1中的定子部分。然而，产生旋转磁动势并不一定非要三相不可，除单相以外，两相、三相、四相等任意对称的多相绕组，通入平衡的多相电流，都能产生旋转磁动势，当然以两相最为简单。图6-4 b 中绘出了两相静止绕组 a和，它们在空间互差 9 0，通入时间上互差 9 0 的两相平衡交流电流，也能产生旋转磁动势 F。当图 6-4 a和 b的两个旋转磁动势大小和转速都相等时，即认为图 6-4 b的两相绕组与图 6-4 a的三相绕组等效。再看图 6-4 c中的两个匝数相等且
17、互相垂直的绕组d 和q，分别通以直流电流id和iq，产生合成磁动势F，其位置相对于绕组来说是固定的。如果人为地让包含两个绕组在内的整个铁心以同步转速旋转起来，则磁动势 F自然也随之旋转，成为旋转磁动势。把这个旋转磁动势的大小和转速也控制成与图 6-4 a和图 6-4 b中的旋转磁动势一样，那么这套旋转的直流绕组也就和前面两套固定的交流绕组都等效了。从地面上看，这是一套旋转的直流绕组，如果观察者也站到铁心上和绕组一起旋转时，在他看来，d和 q是两个通入直流而相互垂直的静止绕组，当磁通的位置被控制在 d 轴上时，就和图 6-3的直流电动机物理模型没有本质区别了。这时，绕组 d相当于励磁绕组，q相当
18、于伪静止的电枢绕组。由此可见，以产生同样的旋转磁动势为准则，图 6-4 a 的三相交流绕组、图6-4 b的两相交流绕组和图6-4 c中整体旋转的直流绕组都彼此等效。或者说，在三相坐标系下的iA、iB、iC和在两相坐标系下的 ia、i以及在旋转坐标系下的直流id、iq都是等效的，它们能产生相同的旋转磁动势。有意思的是：就图6-4 c的d、q两个绕组而言，当观察者站在地面看上去，它们是与三相交流绕组等效的旋转直流绕组；如果跳到旋转着的铁心上看，它们就的的确确是一个直流电动机的物理模型了。这样，通过坐标系的变换，可以找到与交流三相绕组等效的直流电动机模型。图6-3 两极直流电动机的物理模型a)三相交
19、流绕组 b)两相交流绕组 c)旋转的直流绕组图6-4 交流电动机绕组和等效直流电动机绕组的物理模型电力电子2 0 0 7 年5 期Power Electronics|63如何求出 iA、iB、iC与ia、i和id、iq之间准确的等效关系，这就是坐标变换的任务，下面列出不同坐标之间的变换关系，略去其推导过程。6.2.1 静止坐标三相-两相变换从三相静止坐标系 A、B、C变换到两相静止坐标系 a、的变换式示于式(6-1 8)，其中，N3为三相绕组每相的有效匝数，N2为两相绕组每相的有效匝数，各相的磁动势为有效匝数与电流的乘积。=CBAiiiNNii232302121123(6-1 8)根据变换前后
20、总功率不变的原则，即A AB BC Cpu iu iu iu iu i =+=+可以证明，匝数比应为32/2/3NN=，于是=CBAiiiii232302121132(6-1 9)令 C3/2表示从三相坐标系变换到两相坐标系的变换矩阵，则111222333022=3/2C(6-2 0)反过来，从两相坐标系变换到三相坐标系(简称 2/3变换)，变换阵为102133221322=2/3C(6-2 1)按照功率不变原则和所假设的条件，可以证明，电流变换阵就是电压变换阵，同时也是磁链的变换阵。6.2.2 两相旋转坐标变换从图6-4 b 两相静止坐标系a、到图6-4 c 两相旋转坐标系 d、q的变换称作
21、两相旋转变换，简称2 s/2 r 变换，其中 s表示静止，r表示旋转。把两个坐标系画在一起，如图 6-5 所示。图中，两相交流电流ia、i和两个直流电流 id、iq产生同样的以同步转速1旋转的合成磁动势Fs。由于各绕组匝数都相等，可以消去磁动势中的匝数，直接用电流表示，例如Fs可以直接标成is。但必须注意，这里的电流都是空间矢量，而不是时间相量。图6-5中，d、q 轴和矢量Fs(is)都以转速1旋转，而、a轴是静止的，a轴与 d轴的夹角随时间变化，由图可见，ia、i和id、iq之间存在下列关系：cossindqiii=sincosdqiii=+写成矩阵形式，得cossinsincosddqqi
22、iiiii =2r/2sC(6-2 2)式中cossinsincos=2r/2sC(6-2 3)这是从两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系的变换阵。反过来，从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系的变换阵是cossinsincos=2s/2rC(6-2 4)6.2.3 直角坐标-极坐标变换在图6-5中，令矢量is和d轴的夹角为s，已知id和iq，求is和s，就是直角坐标-极坐标变换。显然，其变换式应为22sdqiii=+(6-2 5)arctanqsdii=(6-2 6)当s在0 9 0 之间变化时，t a n s的变化范围是 0，这个变化幅度太大，在数字变换器中容易溢出，因此常改用下列方式来表示s
23、值：sinsin(2cos)sin222tan21coscoscos(2cos)222sssqsssssssdiii=+则2arctanqssdiii=+(6-2 7)图6-5 两相静止和旋转坐标系与磁动势(电流)空间矢量电力电子2 0 0 7 年5 期64|Power Electronics式(6-2 7)可用来代替式(6-2 6)，作为s的变换式。6.3 三相异步电动机在两相坐标系上的数学模型前已指出，异步电动机的数学模型比较复杂，坐标变换的目的就是要简化数学模型。第6.1节所述的异步电动机数学模型是建立在三相静止的 A B C坐标系上的，如果把它变换到两相坐标系上，由于两相坐标轴互相垂直
24、，两相绕组之间没有磁耦合，仅此一点，就会使数学模型简单得多。常用的两相数学模型有两相静止坐标系数学模型和两相同步旋转坐标系数学模型。6.3.1 异步电动机在两相静止坐标系上的数学模型运用 3/2变换，可以把图6-1所示的异步电动机三相物理模型变换成两相静止坐标系上的物理模型，如图 6-6所示。这时，定子和转子的等效绕组都落在同样的两根轴 a和 上，而且两轴互相垂直，它们之间没有耦合关系，互感磁链只在同轴绕组间存在，所以下面式(6-2 8)的磁链方程中每个磁链分量只剩下两项，而且电感矩阵中的元素都是常量，与定、转子间的角位移无关，比三相 ABC坐标系的 6 6矩阵简单多了。?磁链方程磁链方程被简
25、化成=rrssrmrmmsmsrrssiiiiLLLLLLLL00000000(6-2 8)其中，Lm坐标系定子与转子同轴等效绕组间的互感，msmLL23=；Ls坐标系定子等效两相绕组的自感，lsmlsmssLLLLL+=+=23；Lr坐标系转子等效两相绕组的自感，lrmlrmsrLLLLL+=+=23。用磁链和电流的 3/2变换阵代入三相数学模型并推导后可以证明上述关系。应该注意：等效两相绕组互感 Lm是原三相绕组中任意两相间最大互感(当轴线重合时)Lm s的3/2倍，这是因为用两相绕组等效地取代了三相绕组的缘故。?电压方程变换到坐标系上的电压方程为+=rrssrrrmmrrrmmmssms
26、srrssiiiipLRLpLLLpLRLpLpLpLRpLpLRuuuu0000 (6-2 9)对比式(6-2 9)和式(6-1)可知，两相坐标系上的电压方程是4维的，它比三相坐标系上的 6维电压方程降低了 2维。在等效两相绕组的参数中，电阻Rs和Rr与三相绕组的电阻一样，电感的区别则如上所述。?转矩和运动方程将式(6-1 5 a)转矩方程中的三相电流变换到两相静止坐标系上并化简后，即得坐标系上的转矩方程为)(rsrsmpeiiiiLnT=(6-3 0)运动方程与坐标变换无关，仍为dtdnJTTpLe+=(6-1 6)式(6-2 8)式(6-3 0)再加上运动方程式(6-1 6)便成为坐标系
27、上的异步电动机数学模型。这种在两相静止坐标系上的数学模型又称作 K r o n的异步电动机方程式或双轴原型电机(T w o A x i s P r i m i t i v e M a c h i n e)基本方程式。6.3.2 异步电动机在两相同步旋转坐标系上的数学模型另一种很有用的坐标系是两相同步旋转坐标系，其坐标轴仍用d，q表示，坐标轴的旋转角转速d q s等于定子频率的同步角转速1，而转子的角转速为，因此 d q轴相对于转子的角转速sdqr=1，即角转差。在两相同步旋转坐标系 d q上的物理模型如图 6-7所示，它和坐标系上的物理模型相仿，所不同的是，坐标轴和绕组均以与旋转磁场同步的角转
28、速1旋转。?磁链方程由图 6-7可得，磁链方程为00000000sdsdsmsqsqsmrdrdmrrqrqmriLLiLLiLLiLL=(6-3 1)图6-6 异步电动机在两相静止坐标系上的物理模型电力电子2 0 0 7 年5 期Power Electronics|65?电压方程变换到坐标系的电压方程为+=rqrdsqsdrrrsmmsrsrrmsmmmsssmmsssrqrdsqsdiiiipLRLpLLLpLRLpLpLLpLRLLpLLpLRuuuu1111(6-3 2)在式(6-3 2)等号右侧的系数矩阵中，含R 项表示电阻压降，含 L p项表示电感压降，即脉变电动势，含L项表示旋转
29、电动势。为了使物理概念更清楚，可以把它们分开表述，并考虑到式(6-3 1)的磁链方程，则电压方程可改写为1100000000000000000000000000000000sdsdsdsmssqsqsqsmsrdrdrdmrrrqrqrqmrrsdsqrdssuiiL pL pRuiiL pL pRuiiL pL pRuiiL pL pR=+rq(6-3 3)令Tsdsqrdrquuuu=uTsdsqrdrqiiii=iTsdsqrdrq=000000000000ssrrRRRR=R00000000smsmmrmrLLLLLLLL=L旋转电动势向量11000000000000sdsqrdsrq
30、s=re则式(6-3 3)变成p=+ruRiL ie(6-3 3 a)这就是异步电动机的非线性动态电压方程式，通称为派克(P a r k)方程。与6.1 节中A B C 坐标系方程不同的是：此处电感矩阵 变成44的常参数线性矩阵，而整个电压方程也降低为 4维方程，使得数学模型的表述大为简化，但由变量乘积所体现的非线性耦合关系依旧。?转矩方程转矩方程为)(rqsdrdsqmpeiiiiLnT=(6-3 4)电气传动系统的运动方程式仍为式(6-1 6)不变。?动态等效电路将式(6-3 2)或式(6-3 3)的d q 坐标系动态电压方程绘成动态等效电路，如图 6-8所示。其中，图 6-8 a是 d轴
31、电路，图 6-8 b是 q轴电路，它们之间靠 4个旋转电动势互相耦合。图中所有表示电压或电动势的箭头都是按电压降的方向画的。两相同步旋转坐标系的突出特点是，当三相 ABC坐标系中的电压和电流是在电源频率下的交流正弦波时，变换到d q坐标系上就成为直流。6.4 三相异步电动机在两相坐标系上的状态方程近来在研究异步电动机的控制策略时，多采用状态方程作为分析的基础。这里只讨论两相同步旋转 dq坐标系上的状态方程，如果需要其他类型两相坐标系的状态方程，只须稍加变换，就可以得到。第 6.3节的分析结果告诉我们，在两相坐标系上的异步电动机具有 4阶电压方程和 1阶运动方程，因此其状态方程应该是 5阶的，须
32、选取 5个状态变量。而可选的变量共有9 个，即角转速，4 个电流变量is d、is q、ir d、ir q和4 个磁链变量s d、s q、r d、r q。转子电流ir d图6-7 异步电动机在两相同步旋转坐标系 上的物理模型a）d 轴电路 b）q 轴电路图6-8 异步电动机在d q 坐标系上的动态等效电路电力电子2 0 0 7 年5 期66|Power Electronics和ir q是不可测的，不宜用作状态变量，因此只能选定子电流 is d、is q和转子磁链r d、r q，或者选定子电流is d、is q和定子磁链s d、s q，也就是说，可以有-r-is状态方程和-s-is状态方程两种。
33、6.4.1-r-is状态方程在式(6-3 1)式(6-3 4)以及式(6-1 6)所表示的异步电动机两相同步旋转 dq坐标系数学模型的基础上，经过推导可得-r-is状态方程。LprqsdrdsqrmpTJniiJLLndtd=)(2(6-3 5)sdrmrqrdrrdiTLTdtd+=)(11(6-3 6)sqrmrdrqrrqiTLTdtd+=)(11(6-3 7)ssdsqsdrsmrrsrqrsmrdrrsmsdLuiiLLLRLRLLLTLLLdtdi+=1222(6-3 8)ssqsdsqrsmrrsrdrsmrqrrsmsqLuiiLLLRLRLLLTLLLdtdi+=1222(6
34、-3 9)式中，电动机漏磁系数，rsmLLL21=Tr转子电磁时间常数，rrrRLT=。6.4.2-s-is状态方程LpsqsdsdsqpTJniiJndtd=)(2(6-4 0)sdsqsdssduiRdtd+=1(6-4 1)sqsdsqssquiRdtd+=1(6-4 2)ssdsqsdrssrrssqssdrssdLuiiLLLRLRLTLdtdi+=)(111(6-4 3)ssqsdsqrsSrrssdssqrssqLuiiLLLRLRLTLdtdi+=)(111(6-4 4)参考文献 1 陈伯时主编.电力拖动自动控制系统运动控制系统.第3版.北京：机械工业出版社，2 0 0 3 2
35、 杨耕、罗应立等编著，陈伯时主审.电机与运动控制系统.北京：清华大学出版社，2 0 0 6作为这一问题的解决方案，赛米控早在1 5年前就开发了 S K i i P技术，一个无底板的压接系统。该系统完全消除了大面积的焊接连接，取而代之的是压力连接。当前，S K i i P技术已针对新S K i M 汽车模块概念做了进一步改进，以确保模块的有效、可靠和耐用。S K i M是为满足汽车应用的高功率密度和恶劣环境条件的严格要求而设图2 无焊接压接触点模块S K i M 6 3计 的。S K i M I G B T 模块系列的电路是带有3个独立半桥的六封装器件。每个半桥都有自己直流端子并集成了一个负温度系数(N T C)温度传感器。控制I G B T 的辅助触点是无焊接的弹簧连接。I G B T驱动器可安装在模块的顶部进行电气连接。因为高度相同，都是 1 7 m m，D C和 AC端子具有相同的 D C端子位置和构造原则，这使得该模块成为不同电流等级下模块化设计的最佳选择。减少二氧化碳的排放和可持续性发展是当前的流行语。为了应对这些以及未来环境的挑战，变速驱动必须要成为汽车市场的一个更加重要的组成部分。SKiM模块系列就是专为快速增长的混合动力和电动汽车,巴士等汽车市场而开发的。(上接第5 8 页)