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1、概述概述 无线信道研究的重要性无线信道研究的重要性 无线信道的研究方法无线信道的研究方法 无线信道的研究目的无线信道的研究目的第1页/共209页1.电磁场和电磁波电磁场和电磁波oo电磁波在传播中携带有能量，可以作为信息的载体，这就为无线电通信、广播、电磁波在传播中携带有能量，可以作为信息的载体，这就为无线电通信、广播、电视、遥感等技术开阔了道路。电视、遥感等技术开阔了道路。oo电磁波不需要依靠介质传送（这一点非常重要！），各种电磁波在真空中的传电磁波不需要依靠介质传送（这一点非常重要！），各种电磁波在真空中的传输速度是固定的，速度为光速。输速度是固定的，速度为光速。oo光波本身就是电磁波，无线
2、电波也具有和光波同样的特性，比如当它通过不同光波本身就是电磁波，无线电波也具有和光波同样的特性，比如当它通过不同介质时，也会发生折射、反射、绕射、散射和吸收等现象。介质时，也会发生折射、反射、绕射、散射和吸收等现象。oo电磁波为横波，电磁波的磁场、电场及其行进方向三者互相垂直。电磁波为横波，电磁波的磁场、电场及其行进方向三者互相垂直。第2页/共209页oo如果把每个波段的频率由低至高依次排列的话，它们是工频电磁波、无线电如果把每个波段的频率由低至高依次排列的话，它们是工频电磁波、无线电波、微波、红外线、可见光、紫外线、波、微波、红外线、可见光、紫外线、X X射线及射线及 射线。射线。1.电磁场
3、和电磁波第3页/共209页频段名称频段名称频率范围频率范围波段名称波段名称波长范围波长范围极低频（极低频（ELF）3 30Hz极长波极长波108 107 m（100 10Mm）超低频（超低频（SLF）30 300Hz超长波超长波107 106 m（10 1Mm）特低频（特低频（ULF）300 3000Hz特长波特长波106 105 m（1000 100Km）甚低频（甚低频（VLF）3 30KHz甚长波甚长波105 104 m（100 10Km）低频（低频（LF）30 300KHz长波长波104 103 m（10 1Km）中频（中频（MF）300 3000KHz中波中波103 102 m（100
4、0 100m）高频（高频（HF）3 30MHz短波短波102 10 m（100 10m）甚高频（甚高频（VHF）30 300MHz超短波（米波）超短波（米波）10 1 m特高频（特高频（UHF）300 3000MHz微微波波分米波分米波1 0.1 m超高频（超高频（SHF）3 30GHz厘米波厘米波10 1 cm极高频（极高频（EHF）30 300GHz毫米波毫米波10 1 mm至高频（至高频（THF）300 3000GHz亚毫米波亚毫米波1 0.1 mm100 10000THz光波光波310-3 310-5 mm第4页/共209页oo无线通信中经常会提到无线通信中经常会提到“射频射频”，射频
5、就是射频电流，简称射频就是射频电流，简称RFRF，它是一种高频，它是一种高频交流变化电磁波的简称。交流变化电磁波的简称。oo在电磁波频率低于在电磁波频率低于100KHz100KHz时，电磁波会被地表吸收，不能形成有效的传输时，电磁波会被地表吸收，不能形成有效的传输。oo但电磁波频率高于但电磁波频率高于100KHz100KHz时，电磁波可以在空气中传播，形成远距离传输能力，时，电磁波可以在空气中传播，形成远距离传输能力，无线通信就是采用射频传输方式的。无线通信就是采用射频传输方式的。oo我们我们有时也有时也把具有远距离传输能力的高频电磁波称为射频信号。把具有远距离传输能力的高频电磁波称为射频信号
6、。1.电磁场和电磁波第5页/共209页 电磁波的传播主要有以下特性，这些特性与无线通信密切相关。电磁波的传播主要有以下特性，这些特性与无线通信密切相关。电磁波的传播主要有以下特性，这些特性与无线通信密切相关。电磁波的传播主要有以下特性，这些特性与无线通信密切相关。趋肤效应趋肤效应趋肤效应趋肤效应 自由空间损耗自由空间损耗自由空间损耗自由空间损耗 吸收吸收吸收吸收 反射反射反射反射1.电磁场和电磁波第6页/共209页2.无线信道研究的重要性无线信道研究的重要性 无线电波传播特性直接关系到通信设备的性能，天线高度的确定，通信距离的估算。无线电波传播特性直接关系到通信设备的性能，天线高度的确定，通信
7、距离的估算。多径多径、时变、衰落、时变、衰落第7页/共209页83.无线信道的研究方法无线信道的研究方法 理论分析理论分析 实测法实测法 模拟法模拟法第8页/共209页4.无线信道的研究目的无线信道的研究目的 最终要解决：最终要解决：无线信号在移动信道中可能发生的变化及发生变化的原因，从而找出措施来克服这些不利影响。无线信号在移动信道中可能发生的变化及发生变化的原因，从而找出措施来克服这些不利影响。第9页/共209页3.1.1 3.1.1 电波的传播方式电波的传播方式图3-1 典型的电波传播通路第10页/共209页3.1.2 3.1.2 直射波直射波o移动通信系统的无线传播主要是利用了电磁波的
8、直射波和反射波。o在设计移动通信系统或对移动通信系统的覆盖进行分析时，研究电磁波的传播是非常重要的，这主要有以下两个原因：o第一，用于计算不同覆盖小区的信号强度。在大多数情况下，每个覆盖区域从几百米到几公里，覆盖信号包括直达波和反射波。o第二，用于计算相同和相邻信道之间的干扰。移动通信系统由于采用频率复用技术，同频和邻频干扰是必须解决的问题。第11页/共209页3.1.2 3.1.2 直射波直射波电磁波在真空中的传播称为自由空间传播。直射波电磁波在真空中的传播称为自由空间传播。直射波可近似按自由空间传播来考虑。可近似按自由空间传播来考虑。自由空间的传播衰耗自由空间的传播衰耗Lfs定义为：定义为
9、：(式3-1)式中，是电磁波的波长，d是收发天线间距离。第12页/共209页直射波的传播途径如图直射波的传播途径如图3-1中路径中路径2所示。直射波传播距离一般限于视距范围。所示。直射波传播距离一般限于视距范围。在传播过程中，它的强度衰减较慢，超短波和微波通信就是利用直射波传播的。在传播过程中，它的强度衰减较慢，超短波和微波通信就是利用直射波传播的。3.1.2直射波第13页/共209页自由空间的传播损耗自由空间的传播损耗o研究传播损耗，首先要研究两个天线在自由空间（各向同性、无吸收、电导率为零）的均匀介质条件下的特性。3.1.2 直射波o在研究电磁波传播时，收信机接收的信号电平是一个主要特性。
10、由于传播路径和地形干扰，传播信号会减小，这种信号强度的减小称为传播损耗。第19页/共209页二、自由空间的传播衰耗二、自由空间的传播衰耗什么是自由空间：无源、理想、均匀、线性、各向同性。什么是自由空间：无源、理想、均匀、线性、各向同性。自由空间是指相对介电常数和导磁率为自由空间是指相对介电常数和导磁率为1的均匀介质所存在的空间的均匀介质所存在的空间,该空间具有各该空间具有各向同性、电导率为零的特点向同性、电导率为零的特点,它是一种理想的传播环境。它是一种理想的传播环境。电波在自由空间传播时电波在自由空间传播时与在真空中传播一样与在真空中传播一样,只有直线传播的扩散损耗。只有直线传播的扩散损耗。
11、电波沿直线传播，不被吸收，不反射、折射、绕射、散射（能量无损失）电波沿直线传播，不被吸收，不反射、折射、绕射、散射（能量无损失）第20页/共209页自由空间的传播损耗自由空间的传播损耗o传播损耗Lo是指发信天线的辐射功率Pt与收信机输入功率Pr 之比，即：（式3-8）o自由空间传播损耗是指收、发天线都是各向同性辐射器时，两者之间的传播损耗。3.1.2 直射波第21页/共209页o电波由各向同性发信天线辐射后，经传播距离d到达信点，由式（3-2）可计算其功率密度S值。o收信天线接收的功率为：（式3-9）o式中A为收信天线的有效面积。对于各向同性收信天线来说，（式3-10）o式中为工作波长（m）。
12、3.1.2直射波第22页/共209页自由空间的传播衰耗（发散衰耗）:发射点处的发射功率：PT接收机输入功率传播衰耗第23页/共209页o由式（3-1）可得自由空间传播损耗为：（式3-11）o该式若以dB表示，则：（式3-12）o式中，f为工作频率（MHz），d为传播距离（Km）。3.1.2直射波第24页/共209页o按上式画出频率为150MHz、450MHz和900MHz的自由空间传播损耗Lo与距离d的关系，如图3-3所示：图3-3 自由空间第25页/共209页由于横坐标采用对数尺度，故损耗（由于横坐标采用对数尺度，故损耗（dB）与距离）与距离呈现直线关系。呈现直线关系。同时，由（式同时，由（
13、式3-12）可，自由空间的电波传播损耗）可，自由空间的电波传播损耗只与工作频率只与工作频率f和传播距离和传播距离d有关。有关。由（式由（式3-12）可推算出，在该公式的适用范围内，）可推算出，在该公式的适用范围内，若将若将f或或d增大一倍，则损耗将分别增加增大一倍，则损耗将分别增加6dB。3.1.2直射波第26页/共209页 大气折射o在不考虑传导电流和介质磁化的情况下，介质折射率n与相对介电系数r的关系为：（式3-13）o众所周知，大气的相对介电系数r不是恒定的，它与温度、湿度和气压有关。因此，大气高度不同，r也不同，即dn/dh也是不同的。3.1.3大气中的电波传输第27页/共209页o根
14、据折射定律，设c为光速，则电波传播速度v与大气折射率n成反比，即：（式3-14）o这种由大气折射率引起电波传播方向发生弯曲的现象，称为大气对电波的折射。3.1.3大气中的电波传输第28页/共209页o我们用“地球等效半径”来表征大气折射对电波传播的影响，即认为电波依然按直线方向行进，只是地球的实际半径Ro（6.37106m）变成了等效半径Re，Re与Ro之间的关系为：（式3-15）o式中，k称作地球等效半径系数。3.1.3大气中的电波传输第29页/共209页o显然（式3-15）中，若当dn/dh1，ReRo。o在标准大气折射情况下，即当dn/dh410-8（1/m），等效地球半径系数k=4/3
15、，等效地球半径Re=8500km。3.1.3大气中的电波传输第30页/共209页 视距传播o视距传播的极限距离可由图3-4计算：图3-4 视距离传播极限距离3.1.3大气中的电波传输第31页/共209页o设发射与接收天线的高度分别为ht和hr，两个天线顶点的连线AB与地面相切于C点。o由于地球等效半径Re远远大于天线高度，不难证明，自发射天线顶点A到切点C的距离d1为：（式3-16）3.1.3大气中的电波传输第32页/共209页o同理，由切点C到接收天线顶点B的距离d2为：（式3-17）o可见，视线传播的极限距离d为：（式3-18）3.1.3大气中的电波传输第33页/共209页o 在标准大气折
16、射情况下，Re=8500km，故：（式2-19）o式中，ht和hr的单位是m，d的单位是km。3.1.3大气中的电波传输第34页/共209页3.1.4 3.1.4 障碍物的影响与绕射损耗障碍物的影响与绕射损耗绕射损耗：绕射损耗：电波在直射传播的路径上可能存在山丘、建筑等障电波在直射传播的路径上可能存在山丘、建筑等障碍物，这些障碍物会引起除了自由空间传播损耗外碍物，这些障碍物会引起除了自由空间传播损耗外的附加损耗，这种附加损耗称为绕射损耗。的附加损耗，这种附加损耗称为绕射损耗。第35页/共209页 设障碍物与发射点T、接收点R的相对位置如图2-5所示。图中x表示障碍物顶点P至连线TR的距离，在传
17、播理论中称作费涅尔余隙。图3-5 障碍物与余隙 第36页/共209页 由费涅尔绕射理论可得障碍物引起的绕射损耗由费涅尔绕射理论可得障碍物引起的绕射损耗与费涅尔余隙的关系如图与费涅尔余隙的关系如图2-62-6所示：所示：图2-6 绕射损耗与余隙关系第37页/共209页图中横坐标为图中横坐标为x/x1x/x1，其中，其中x1x1称为费涅尔半径，称为费涅尔半径，并由下式（并由下式（2-202-20）求得：）求得：（式3-20）式中d1、d2如图2-6所示，为电波波长。第38页/共209页2.1.5 2.1.5 反射波反射波不同界面的反射特性用反射系数不同界面的反射特性用反射系数R R表征，它定义为表
18、征，它定义为反射波场强与入射波场强的比值，反射波场强与入射波场强的比值，R R可表示为：可表示为：（式2-21）o式中R为反射点上反射波场强与入射波场强的振幅比值，代表反射波相对于入射波的相移。第39页/共209页图3-5反射波与直射波第40页/共209页实际的反射路径、直射路径的电波相位差实际的反射路径、直射路径的电波相位差可由可由两者间的路径差计算而得：两者间的路径差计算而得：（式2-22）o式中，2/称为相移常数，决定于工作波长，d为两路径的差值。第41页/共209页3.2移动信道特征建筑物反射波绕射波直达波地面反射波在UHF频段，从发射机到接收机的电磁波的主要传播模式是从建筑物平面反射
19、或从人工、自然物体绕射第42页/共209页快衰落o在一个典型的无线移动通信环境中，由于接收机与发射机之间的直达路径很可能被建筑物或其它物体所阻碍，所以在无线基站与移动台之间的通信不都是通过直达路径而是还通过许多其它路径完成的。在微波频段，从发射机到接收机的电磁波的主要传播模式是散射，即从建筑物平面或从人工自然物体的反射。o到达接收机的所有信号分量合成产生一个合成波，它的信号的强度根据各分量的相对变化而增加或减小。合成场强在移动几个车身长的距离中可能会有20-30dB（100-1000倍）的衰落，其最大值和最小值发生的位置大约相差1/4波长。大量传播路径的存在就产生了所谓的多径现象，合成波的幅度
20、和相位随移动台的运动产生很大的起伏变化，通常把这种现象称为多径衰落或快衰落，多径衰落在性质上属于一种快速变化。第43页/共209页慢衰落o大量研究结果表明，移动台接收的信号场强中值随着地区位置改变出现较慢的变化，这种变化称为慢衰落。它主要是由阴影效应引起的，所以也称作阴影衰落。电波传播路径上遇有高大建筑物、树林、地形起伏等障碍物的阻挡就会产生电磁场的阴影。当移动台通过不同障碍物阻挡所造成的电磁场阴影时，接收场强中值就会变化，变化的大小取决于障碍物状况和工作频率，变化速率不仅和障碍物有关，而且与移动台的速度有关。第44页/共209页第45页/共209页第46页/共209页无线移动通信信道可以由长
21、期慢衰落和短期快衰落来表征。两种衰落都与接收机天线的位移有关。接收机接收的信号：r(t)m(t)ro(t)m(t)：长期慢衰落，即本地平均或对数正态衰落分量。ro(t)：短期快衰落，即多径或瑞利衰落分量。阴影效应长期慢衰落（宏观中值变化）提高通信可靠概率多径传播短期快衰落（微观）功率储备恶化量第47页/共209页图38移动台接收N条路径信号3.2.2多径效应与瑞利衰落o在陆地移动通信中，移动台往往受到各种障碍物和其它移动体的影响，以致到达移动台的信号是来自不同传播路径的信号之和，如图 3-8 所示。第48页/共209页图38移动台接收N条路径信号第49页/共209页o多普勒效应：它是由于接收用
22、户处于高速移动中比如车载通信时传播频率的扩散而引起的，其扩散程度与用户运动速度成正比。这一现象只产生在高速(70km/h)车载通信时，而对于通常慢速移动的步行和准静态的室内通信，则不予考虑。第50页/共209页(3-32)o假设基站发射的信号为o式中，w0为载波角频率，0为载波初相o经反射(或散射)到达接收天线的第i个信号为Si(t)，其振幅为i,相移为i。第51页/共209页(3-33)o式中，v为车速，l为波长，fm为qi=0时的最大多普勒频移，因此Si(t)可写成(3-34)o假设Si(t)与移动台运动方向之间的夹角为qi,其多普勒频移值为o经反射(或散射)到达接收天线的第i个信号为Si
23、(t)，其振幅为ai,相移为fi。第52页/共209页快衰落满足瑞利分布第53页/共209页包络统计特性瑞利（Rayleigh）衰落指在无直射波的N个路径传播是，若每条路径的信号的幅度为高斯分布，相位在02p p为均匀的合成信号包络分布。第54页/共209页图3-9瑞利分布的概率密度第55页/共209页当r=时，p(r)为最大值，表示r在值出现的可能性最大。由式(3-44)不难求得(3-48)当r=1.177时，有(3-49)第56页/共209页信号包络低于的概率为同理，信号包络r低于某一指定值k的概率为(3-50)第57页/共209页图3-10瑞利衰落的累积分布第58页/共209页包络统计特
24、性瑞利（Rayleigh）衰落指在无直射波的N个路径传播是，若每条路径的信号的幅度为高斯分布，相位在02p p为均匀的合成信号包络分布。莱斯（Rician）分布指含有一个强直射波的N个路径传播时，若每条路径的信号幅度为高斯分布，相位在02p p为均匀的合成信号包络分布。第59页/共209页o尽管瑞利和莱斯分布确实能够在很多情况下对信号通过衰落信道后的包络进行很好的建模，然而，在实际的无线环境测试中，发现Nakagami分布提供了更好的与实际测试的匹配度。与莱斯分布比较，Nakagami分布并不需要假设直射条件。第60页/共209页Nakagami分布m=1，瑞利分布m=0.5，单边指数分布莱斯
25、分布第61页/共209页衰落特性的数字特征衰落特性的数字特征瞬时幅度特性瞬时幅度特性多径移动会产生严重衰落平1、电平通过率2、衰落深度反映衰落偏离中值的程度。3、衰落速率4、衰落持续时间及其分布第62页/共209页阴影衰落（慢衰落）o定义：阴影衰落是长期衰落（大尺度衰落）。o是移动无线通信信道传播环境中的地形起伏、建筑物及其他障碍物对电波传播路径的阻挡而形成的电磁场阴影效应。o阴影衰落的信号电平起伏是相对缓慢的，又称慢衰落。o特点：o衰落和无线电传播地形和地物的分布、高度有关。o衰落速率与工作频率无关3.2.3慢衰落特性和衰落储备第63页/共209页慢衰落满足高斯分布（正态分布）第64页/共2
26、09页o在移动信道中，由大量统计测试表明：信号电平发生快衰落的同时，其局部中值电平还随地点、时间以及移动台速度作比较平缓的变化，其衰落周期以秒级计，称作慢衰落或长期衰落。o慢衰落近似服从对数正态分布。o所谓对数正态分布，是指以分贝数表示的信号电平为正态分布。o此外，还有一种随时间变化的慢衰落，它也服从对数正态分布。这是由于大气折射率的平缓变化，使得同一地点处所收到的信号中值电平随时间作慢变化，这种因气象条件造成的慢衰落其变化速度更缓慢(其衰落周期常以小时甚至天为量级计)，因此常可忽略不计。第65页/共209页o统计特性o局部均值：近似服从对数正态分布第66页/共209页图3-11信号慢衰落特性
27、曲线(a)市区；(b)郊区第67页/共209页图3-12慢衰落中值标准偏差第69页/共209页图3-13衰落储备量第70页/共209页图3-13示出了可通率T分别为90%、95%和99%的三组曲线，根据地形、地物、工作频率和可通率要求，由此图可查得必须的衰落储备量。例如：f=450MHz，市区工作，要求T=99%，则由图可查得此时必须的衰落储备约为22.5dB。第71页/共209页o移动无线信道是弥散信道。o电波通过移动无线信道后，信号在时域上或在频域上都会产生弥散，使本来分开的波形资时间上或在频谱上产生交叠，产生衰落失真。o多径效应在时域上引起信号的时延扩展。o多普勒效应在频率上引起频谱扩展
28、。3.2.4多径时散与相关带宽第72页/共209页1.多径时散o多径效应在时域上将造成数字信号波形的展宽，为了说明它对移动通信的影响，首先看一个简单的例子(参见图3-14)。3.2.4多径时散与相关带宽第73页/共209页图3-14多径时散示例第74页/共209页o假设基站发射一个极短的脉冲信号Si(t)=a0d d(t)，经过多径信道后，移动台接收信号呈现为一串脉冲，结果使脉冲宽度被展宽了。o这种因多径传播造成信号时间扩散的现象，称为多径时散。o必须指出，多径性质是随时间而变化的。o如果进行多次发送脉冲试验，则接收到的脉冲序列是变化的，如图3-15所示。它包括脉冲数目N的变化、脉冲大小的变化
29、及脉冲延时差的变化。第75页/共209页图3-15时变多径信道响应示例(a)N=3;(b)N=4;(c)N=5第76页/共209页o一般情况下，接收到的信号为N个不同路径传来的信号之和，即(3-51)o式中，ai是第i条路径的衰减系数；ti(t)为第i条路径的相对延时差。第77页/共209页o实际上，情况比图 3-15 要复杂得多，各个脉冲幅度是随机变化的，它们在时间上可以互不交叠，也可以相互交叠，甚至随移动台周围散射体数目的增加，所接收到的一串离散脉冲将会变成有一定宽度的连续信号脉冲。o根据统计测试结果，移动通信中接收机接收到多径的时延信号强度大致如图 3-16 所示。第78页/共209页图
30、3-16多径时延信号强度o图中，t是相对时延值；E(t)为归一化的时延强度曲线，它是以不同时延信号强度所构成的时延谱，也有人称之为多径散布谱。o图中，t=0表示E(t)的前沿。E(t)的一阶矩为平均多径时延 ；E(t)的均方根为多径时延散布(简称时散)，常称作时延扩展，记作。第79页/共209页(3-52)(3-53)o式中，表示多径时延散布的程度。越大，时延扩展越严重；越小，时延扩展越轻。o最大时延tmax是当强度下降30dB时测定的时延值，如图 3-16 所示。第80页/共209页表3-1多径时散参数典型值第81页/共209页o频率选择衰落是指信号中各分量的衰落状况与频率有关，即传输信道中
31、对信号中不同频率成分有不同的随机的响应，由于信号中不同频率分量衰落不一致。所以衰落信号波形将产生失真。o非频率选择性衰落是指信号中各分量的衰落状况与频率无关，即信号经过传输后，各频率分量所爱的衰落具有一致性，因而衰落信号的波形不失真。时延扩展，频率选择性衰落2.相关带宽第82页/共209页(3-54)2.相关带宽从频域观点而言，多径时散现象将导致频率选择性衰落，即信道对不同频率成分有不同的响应。若信号带宽过大，就会引起严重的失真。为了说明这一问题，先讨论两条射线的情况，即如图3-17 所示的双射线信道。为分析简便，不计信道的固定衰减，用”1”表示第一条射线，信号为Si(t);用“2”表示另一条
32、射线，其信号为rSi(t)ej(t)，这里r为一比例常数。于是，接收信号为两者之和，即第83页/共209页图3-17双射线信道等效网络第84页/共209页图3-17所示的双射线信道等效网络的传递函数为信道的幅频特性为(3-55)当(t)=2n时(n为整数)，双径信号同相叠加，信号出现峰点；而当(t)=(2n+1)时，双径信号反相相消，信号出现谷点。第85页/共209页图3-18双射线信道的幅频特性根据式(3-55)画出的幅频特性如图3-18所示。由图可见，其相邻两个谷点的相位差为则或=(t)=2第86页/共209页由此可见，两相邻场强为最小值的频率间隔是与相对多径时延差(t)成反比的，通常称B
33、c为多径时散的相关带宽。若所传输的信号带宽较宽，以至与Bc可比拟时，则所传输的信号将产生明显的畸变。第87页/共209页式中，为时延扩展。(3-56)工程上，对于角度调制信号，相关带宽可按下式估算：第88页/共209页时延扩展和相关带宽的关系相关带宽的意义从频域来看，多径现象将导致频率选择性衰落，即信道从频域来看，多径现象将导致频率选择性衰落，即信道对不同频率成分有不同的响应。对不同频率成分有不同的响应。在相关带宽内，信号传输失真小，若信号带宽超过相关在相关带宽内，信号传输失真小，若信号带宽超过相关带宽，将产生较大失真和符号间串扰。带宽，将产生较大失真和符号间串扰。信号传输速率受多径时延的限制
34、。信号传输速率受多径时延的限制。第89页/共209页信号通过时，是出现频率选择性衰落还是平坦衰落，就取决于信号本身的带宽对于数字移动通信来说：当码元速率较低时，信号带宽远小于信道相关带宽时，信号通过信道传输后各频率分量的变化具有一致性，则信号波行不失真，无码间串扰。此时的衰落为平坦衰落；当码元速率较高；信号带宽大于相关带宽时，信号通过信道传输后各频率分量的变化是不一致的，将引走波的失真，造成码间串扰，此时的衰落为频率选择性衰落。第90页/共209页频率扩展，时间选择性衰落这种衰落是由于多普勒效应引起的，并且发生在传输波形的特定时间段上，换句话说，就是信道在时域具有选择性，因而，这种衰落又称为时
35、间选择性衰落，其速率就是Tc，时间选择性衰落对数字信号的误码性能有明显的影响，为了减少其影响，要求码元速率远大于衰落节拍的速率。第91页/共209页多普勒扩展和相关时间的关系相关时间的意义当发送信号的持续时间TTc，则会产生时间选择性衰落。一般情况下，TTc，多普勒扩展可不考虑。第92页/共209页衰落信道的类型按多径时延扩展分平衰落频率选择性衰落(1)信号带宽BW信道带宽BW(2)时延扩展信道带宽BW(2)时延扩展码元周期T第93页/共209页按多普勒频展分快衰落慢衰落(1)多普勒频展大(2)相干时间码元时间(3)信道变化慢于基带信号变化第94页/共209页3.3.2地形环境分类1.地形特征
36、定义2.地形分类3.传播环境分类3.3陆地移动信道的传输损耗第95页/共209页1.地形特征定义地形波动高度h沿通信方向，距接收地点10公里范围内，10高度线与90高度线之高度差第96页/共209页天线有效高度hb移动台天线基站天线：沿电波传播方向，距基站315公里范围内平均地面高度以上的天线高度。第97页/共209页图3-22基站天线有效高度(hb)第98页/共209页2.地形分类准平坦地形：以中等起伏地形作传播基准。所谓中等起伏地形，是指在传播路径的地形剖面图上，地面起伏高度不超过20m，且起伏缓慢，峰点与谷点之间的水平距离大于起伏高度。不规则地形：其它地形如丘陵、孤立山岳、斜坡和水陆混合
37、地形等统称为不规则地形。第99页/共209页3.传播环境分类开阔地区：在电波传播的路径上无高大树木、建筑物等障碍物，呈开阔状地面，如农田、荒野、广场、沙漠和戈壁滩等。郊区：在靠近移动台近处有些障碍物但不稠密，例如，有少量的低层房屋或小树林等。市区：有较密集的建筑物和高层楼房。中小城市地区大城市地区第100页/共209页3.4.1传播损耗预测模型1.Hata模型Hata模型是针对3.3节讨论的由Okumura用图表给出的路径损耗数据的经验公式，该公式适用于1501500MHz频率，范围大于1公里范围的宏小区。Hata将市区的传播损耗表示为一个标准的公式和一个应用于其他不同环境的附加校正公式。3.
38、4移动信道的传播模型第134页/共209页OkumuraHata模型是规划软件通常采用的传播模型，适用于1500MHz以下的大于1公里范围的宏小区。COST231模型适用于15002000MHz，在1km以内预测不准。COST231-hata模型也是奥村等人的测试结果作为依据，通过对较高频段的传播曲线进行分析，得到所建议的公式。第135页/共209页在市区的中值路径损耗的标准公式为(CCIR采纳的建议)Lurban(dB)=69.55+26.16lgfc-13.82lghb-a(hb)+(44.9-6.55lghb)lgd（3-69）fc是在1501500MHz内的工作频率；hb是基站发射机的
39、有效天线高度（单位为m，适用范围30200 m），其定义为天线相对海平面高度hts减去距离从3 km到15 km之间的平均地面高度hga;hre是移动台接收机的有效天线高度(单位为m，适用范围110 m);d是收发天线之间的距离(单位为km，适用范围110km)；a(hre)是移动台接收机的有效天线高度的修正因子。第136页/共209页对于小城市到中等城市，a(hre)的表达式为 a(hre)=(1.1lgfc-0.7)hre-(1.56lgfc-0.8)dB（3-70）对于大城市,a(hre)的表达式为 a(hre)=8.29(lg1.54hre)2-1.1dBfc300MHz（3-71）a
40、(hre)=3.2(lg11.754hre)2-4.97dBfc300MHz(3-72)第137页/共209页为了得到郊区的路径损耗，式（3-69）可以修正为 Lsuburban(dB)=Lurban-2lg(fc/28)2-5.4（3-73）对于开阔的农村地带的路径损耗，式（3-69）可以修正为 Lrural(dB)=Lurban-4.78(lgfc)2+18.33lgfc-40.94（3-74）第138页/共209页例题：设基站天线高度为40m，发射频率900MHz，移动台天线高度2m，通信距离15km，求中值路径损耗。解：因是大城市，工作频率450MHz。所以移动台天线修正因子用上式计算
41、。中值路径损耗为：第139页/共209页2）移动台接收信号功率计算：根据已得出的中值路径损耗，可求出移动台接收到的信号功率为：第140页/共209页例题：用奥村模型求中值路径损耗，已知d=50km,f=900MHz,基站天线高度为100m,移动台为10m.如果基站发射1KWEIRP功率，求接收机收到的信号功率（假定接收天线增益为0dB）。第141页/共209页解：先求中值路径损耗接收功率第142页/共209页2.COST-231WalfishIkegami模型 欧洲研究委员会COST-231在Walfish和Ikegami分别提出的模型的基础上，对实测数据加以完善而提出了COST-231Wal
42、fishIkegami模型。也是以奥村等人的测试结果作为依据，通过对较高频段的传播曲线进行分析，得到所建议的公式。这种模型考虑到了自由空间损耗、沿传播路径的绕射损耗以及移动台与周围建筑屋顶之间的损耗。COST-231模型已被用于微小区的实际工程设计。第143页/共209页该模型中的主要参数有：建筑物高度hroof(m)；道路宽度w(m)；建筑物的间隔b(m)；相对于直达无线电路径的道路方位。这些参数的定义见图3-32。第144页/共209页图3-32COST-231/Walfish/Ikegami模型中的参数定义(a)模型中所用的参数；(b)街道方位的定义第145页/共209页该模型适用的范围
43、：频率f：8002000MHz；距离d：0.025km；基站天线高度hb：450m；移动台天线高度hm：13m。第146页/共209页 1)可视传播路径损耗可视传播路径损耗的计算公式为Lb=42.6+26lgd+20lgf(3-75)式中损耗Lb以dB计算，距离d以km计算，频率f以MHz计算。(下面公式中的参量单位与该式相同。)第147页/共209页 2)非可视传播路径损耗非可视传播路径损耗的计算公式为Lb=L0+Lrts+Lmsd(3-76)式中，L0是自由空间传播损耗；Lrts是屋顶至街道的绕射及散射损耗；Lmsd是多重屏障的绕射损耗。(1)自由空间传播损耗的计算公式为L0=32.4+2
44、0lgd+20lgf(3-77)第148页/共209页(2)屋顶至街道的绕射及散射损耗(基于Ikegami模型)的计算公式为(3-78)式中：w为街道宽度(m)；hm=hroof-hm为建筑物高度hroof与移动台天线高度hm之差(m)；Lori是考虑到街道方向的实验修正值，且第149页/共209页035355555hroofhbhroofhbhroof hbhroof且d0.5kmhbhroof且d0.5km(3-82)第152页/共209页hbhroofhbhroof(3-83)用于中等城市及具有中等密度树木的郊区中心用于大城市中心(3-84)第153页/共209页以上式中的hb和hroo
45、f分别为基站天线和建筑物屋顶的高度(m)，hb为两者之差：hb=hb-hroof(3-85)第154页/共209页 3)f=1800MHz的传输损耗在同一条件下，f=1800MHz的传输损耗可用900MHz的损耗值求出，即：L1800=L900+10dB(3-86)一般来说，用COST-231模型作微蜂房覆盖区预测时，需要详细的街道及建筑物的数据，不宜采用统计近似值。第155页/共209页3斜顶0平顶但在缺乏周围建筑物详细数据时，COST-231推荐使用下述缺省值：b=2050m；w=b/2;hroof=3（楼层数）+=90。应该说明，当基站天线高度与其附近的屋顶高度大致在同一水平时，其高度差
46、的微小变化将引起路径损耗的急剧变化，此时采用COST-231模型进行场强预测误差较大。此外，当天线高度远小于屋顶高度时，误差也较大。第156页/共209页对COST-231/Walfish/Ikegami模型在某城市的预测值与实测值作比较，平均误差在3dB的范围内，标准偏差为57dB。假定f=880MHz，hm=1.5m，hb=30m，hroof=30m，平顶建筑，=90，w=15m，则COST-231/Walfish/Ikegami模型和Hata模型的比较如图3-33所示。从图中可以看出，Hata模型给出的路径损耗要低1316dB。第157页/共209页图3-33COST-231/Walfi
47、sh/Ikegami模型和Hata模型的比较第158页/共209页3.室内(办公室)测试环境路径损耗模型室内(办公室)路径损耗的基础是COST-231模型，定义如下：(3-87)第159页/共209页式中：Lfs发射机和接收机之间的自由空间损耗；Lc固定损耗；kwi被穿透的i类墙的数量；n被穿透楼层数量；Lwii类墙的损耗；Lf相邻层之间的损耗；b经验参数。第160页/共209页表3-2对损耗分类的加权平均第161页/共209页(3-88)式中，d为收发信机的距离间隔(m)，n为在传播路径中楼层的数目。L在任何情况下应小于自由空间的损耗，对数正态阴影衰落标准偏差为12dB。室内路径损耗(dB)
48、模型可用下面的简化形式表示:第162页/共209页3.4.2多径信道的冲激响应模型 1.基本多径信道的冲激响应模型在3.2.4节中，我们已对多径的传输原理进行了讨论，在多径环境下，信道的冲激响应可以表示为（3-89）式中:N表示多径的数目;ak表示每个多径的幅值（衰减系数）；tk表示多径的时延（相对时延差）；k表示多径的相位。第163页/共209页该多径信道可以采用图3-34所示的方法来仿真。设最大多普勒频率为fm。图中假定每一条路径的幅度均服从瑞利分布，即每一条路径的信号幅度可以看成是窄带高斯过程（该模型称为Clarke模型，每一路径由若干个具有相同功率的从不同角度（按均匀分布）到达接收机的
49、信号组成），则其功率谱可以表示为(3-90)第164页/共209页式中,Pav是每一路信号的平均功率。该式被称为典型的多普勒谱（简称为典型谱）。利用该式产生瑞利衰落的过程如图3-35所示。首先产生独立的复高斯噪声的样本，并经过FFT后形成频域的样本，然后与S(f)开方后的值相乘，经IFFT后变换成时域波形，再经过平方，将两路的信号相加和开方运算后，形成瑞利衰落的信号。第165页/共209页图3-34多径信道的仿真模型第166页/共209页图3-35瑞利衰落的产生示意图第167页/共209页当每一路径信号中有直射分量时，其信号幅度的功率谱由典型谱和一条直射路径谱组成，可以表示为（3-91）该式被
50、称为莱斯多普勒谱（简称为莱斯谱）。第168页/共209页在COST-207中还用到了两类高斯多普勒谱(GAUS1和GAUS2)，其表达式为(3-92)(3-93)式中：A1=A-10dB，B1=B-15dB。第169页/共209页2.GSM标准中的多径信道模型在GSM标准中规定了乡村地区(RA)、典型市区(TU)、典型山区(HT)等情况下的多径模型。其中乡村地区(RA)和典型市区(TU)及简化的典型市区模型分别如表3-3、3-4和3-5所示。表中给出了两组等效的参数（1）和（2）；表3-3和3-5由6条多径组成，表3-4由12条多径组成，对于每一条多径给出了它的相对时间、平均相对功率和其多普勒