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1、(7)振幅调制分三种方式：（5）相位调制：调制信号控制载波相位，使已调波的相位随调制信号线变化。（6）解调方式：（4）频率调制：调制信号控制载波频率，使已调波的频率随调制信号线性变化。（3）振幅调制：由调制信号去控制载波振幅，使已调信号的振幅随调制信号线性变化。第1页/共79页6.2振幅调制原理及特性1、振幅调制信号分析2、双边带信号信号分析3、单边带信号信号分析第2页/共79页（1）设：载波信号：调制信号：调幅信号（已调波）表达式为：由于调幅信号的振幅与调制信号成线性关系，即有：，式中为比例常数即：式中ma为调制度，常用百分比数表示。1.AM调幅波的数学表达式标准振幅调制（AM）信号分析则有
2、 其中：若将 分解为：则连续频谱的限带信号调制f(t)第3页/共79页2、调幅信号波形波形特点：（1）调幅波的振幅（包络）变化规律与调制信号波形一致(2)调幅度ma反映了调幅的强弱程度，可以看出：一般m值越大调幅越深：第4页/共79页vmaxvminm上Vcm下VcVc调制信号为非正弦波第5页/共79页（1）由单一频率信号调幅可见,调幅波并不是一个简单的正弦波，包含有三个频率分量：3、调幅波的频谱调制信号c载波调幅波c+上边频c-下边频BAM=2第6页/共79页同样含有三部分频率成份(2)限带信号的调幅波maxc c限带信号 c c载波调幅波c c-max下边频带c c+max上边频带maxm
3、axmaxBAM=2max第7页/共79页由于：相加器乘法器直流乘法器相加器4、AM信号的产生原理框图可见要完成AM调制，其核心部分是实现调制信号与载波相乘。第8页/共79页5.调幅波的功率uAM(t)=Um(t)cosct=UC(1+mcost)cosct作用于负载电阻RL上，消耗的载波功率为一个载波周期内，调幅波消耗的功率为即P是调制信号的函数,是随时间变化的。第9页/共79页(2)上、下边带的平均功率：(3)在调制信号一周期内，调幅信号输出的平均总功率(4)边带功率，载波功率与平均功率之间的关系：RL上消耗的载波功率：(1)由于在普通调幅波信号中，有用信息只携带在边频带内，而载波本身并不
4、携带信息，但载波功率却占了整个调幅波功率的绝大部分，因而调幅波的功率浪费大，效率低。但AM波调制方便，解调方便，便于接收。如当100%调制时(ma=1)，双边带功率为载波功率的 ，只占用整个调幅功率的 当21=maPc98PAM=第10页/共79页在AM调制过程中，如果将载波分量抑制就形成抑制载波的双边带信号，简称双边带信号，它可以用载波和调制信号直接相乘得到，即：调制信号为单一频率信号：调制信号为限带信号的调制：双边带(doublesidebandDSB)调幅信号、数学表达式第11页/共79页2.波形与频谱(1)DSB信号的包络正比于调制信号(2)DSB信号载波的相位反映了调制信号的极性，即
5、在调制信号负半周时，已调波高频与原载波反相。因此严格地说，DSB信号已非单纯的振幅调制信号，而是既调幅又调相的信号。(3)DSB波的频谱成份中抑制了载波分量，全部功率为边带占有，功率利用率高于AM波。(4)占用频带 调制信号载波上边频下边频oo180o第12页/共79页单边带(SSB)信号是由双边带调幅信号中取出其中的任一个边带部分，即可成为单边带调幅信号。单频调制：上边带信号下边带信号单边带(singlesidebandSSB)信号1.SSB信号的性质 在现代电子通信系统的设计中，为节约频带，提高系统的功率和带宽效率，常采用单边带（SSB）调制系统第13页/共79页图67 单音调制的SSB信
6、号波形 第14页/共79页max限带信号c c载波c c-max下边频带信号 c c+max上边频带信号c c+maxc c-max限带信号的调制第15页/共79页双音频调制设：双音频振幅相等,即且21,则可以写成下式:受u调制的双边带信号为（619）(620)(621)(622)进一步展开(623)第16页/共79页双音调制的SSB信号的波形和频谱单边带调制从本质上说是幅度和频率都随调制信号改变的调制方式。第17页/共79页(625)sgn()是符号函数,可得f(t)的傅里叶变换(626)(627)(628)表明对的各频率分量均移相就可得到第18页/共79页图 希尔伯特变换网络及其传递函数
7、第19页/共79页6.3振幅调制电路三种信号都有一个调制信号和载波的乘积项，所以振幅调制电路的实现是以乘法器为核心的频谱线性搬移电路。具体的说调制可分为高电平调制：功放和调制同时进行，主要用于AM信号。低电平调制：先调制后功放，主要用于DSB、SSB以及FM信号。高电平调幅电路集电极调幅电路基极调幅电路低电平调幅电路发射极调幅第20页/共79页RbCbVTCCcT1T2T3Libo 电路中Cb为高频旁路电容；Cc对高频旁路，而对低频调制信号呈高阻抗；Rb为基极自给偏压电阻。放大器工作在丙类状态，集电极电路中除直流电压EC外，还串有调制信号集电极有效动态电源为：+uc-+u-+uo-+ECUC(
8、t)1.集电极调幅电路临界过压欠压ECu(t)UC(t)iC1m(t)icicuCEEcu(t)ictiC1tUc(t)tuBEmax第21页/共79页VTT1T2LCLBC1Ce1Ce2CCC2C3C4CReR1R2 在基极调幅电路中：LC高频扼流圈，LB低频扼流圈，Ce1、Ce2、C2、C3、C4、CC高频旁路电容，Re射极偏置电阻。低频调制信号u(t)通过耦合电容C1加在电感线圈LB上。电源EC经R1、R2分压为基极提供直流偏置电压UBO，即基极有效动态偏压为：基极调幅电路的调幅效率较低，输出波形较差，但所要求基极输入调制信号的功率较小。ECUBO+-+uc-+u-+uo-UB(t)2.
9、基极调幅电路icuCEuBEmax临界过压欠压UBou(t)UB(t)ic1m(t)uCEtic1tictu(t)ic第22页/共79页2)模拟乘法器产生普通调幅波若将uC加至uA,u加到uB,则有式中,若:集电极滤波回路的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,经滤波后的输出电压第23页/共79页图617 差分对AM调制器的输出波形 第24页/共79页2)模拟乘法器产生DSB若将uC加至uB,u加到uA,则有若:集电极滤波回路的中心频率为fc,带宽为2F,谐振阻抗为RL,经滤波后的输出电压第25页/共79页双差分对电路的差动输出电流为(641)(642)若U、UC均很小,上式可近似为图6
10、24 差分对DSB调制器的波形 第26页/共79页R151R6RW50k21k3.9k1kC2C2uo-EE=-8V694178Ry3MC1596510EC=12VR4R4R5uAuBR2R3R7R8R9C2C21k51516.8k7507503.9kMC1596构成的调幅电路A通道两输入端8脚和7脚直流电位相同，B通道两输入端1脚和4脚之间接有调零电路可通过调节电位器RW，使1脚电位比4脚高Uo，相当于在1、4脚之间加了一个直流电压Uo，以产生普通调幅波。实际应用中，高频载波电压uc加到A输入端口，调制信号电压u及直流电压Uo加到B输入端口，从9脚单端输出AM信号。第27页/共79页低电平调
11、制二极管调制电路1)单二极管调制电路当UCU时,流过二极管的电流iD为第28页/共79页DSB调制电路单二极管电路只能产生AM信号,不能产生DSB信号,二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生DSB信号。第29页/共79页图620 二极管平衡调制器波形 第30页/共79页图621 平衡调制器的一种实际线路 第31页/共79页第32页/共79页图623 双桥构成的环形调制器 调制电压反向加于两桥的另一对角线上。如果忽略晶体管输入阻抗的影响,则图中ua(t)为因晶体管交流电流iC=ieie=ue(t)/Re,所以输出电压为(637)(638)第33页/共79页由DSB信号经过边带滤波器滤除了一个边带
12、而形成，如：上边带信号下边带信号2.单边带调幅信号的实现上边带滤波器下边带滤波器乘法器(1)(1)滤波法 有三种基本的电路实现方法：滤波法、相移法和移相滤波法：下边频带信号DSB信号c c-max c c+max上边频带信号c c+maxc c-max第34页/共79页图626 滤波法产生SSB信号的框图 f0太低,滤波器的通频带不够宽，引起频率失真。一般取f0=100kHz第35页/共79页另外由三角公式：(2)相移法利用上三角公式的实现电路如下图所示：乘法器乘法器00相移00相移加法器减法器第36页/共79页 移相滤波法是将移相和滤波两种方法相结合，并且只需对某一固定的单频率信号移相900
13、，从而回避了难以在宽带内准确移相900的缺点。(3)移相滤波法移相滤波法实现单边带调幅的电路框图u=sintu=sin1t单频信号uc=sinct载波u1=sintsin1tu2=sintcos1tu3=cos(1-)tu4=sin(1-)tu5=cos(1-)tsinctu6=sin(1-)tcosct+乘法器900移相低通滤波乘法器低通滤波乘法器900移相乘法器相加器相减器-u5+u6u5 -u6相加器输出电压：uSSBL=u5+u6=sin(c+1)-t=sinc1-t相减器输出电压：uSSBU=u5-u6=sin(c-1)+t=sinc2+t第37页/共79页解调是调制的逆过程，是从高
14、频已调波中恢复出原低频调制信号的过程。从频谱上看，解调也是一种信号频谱的线性搬移过程，是将高频端的信号频谱搬移到低频端，解调过程是和调制过程相对应的，不同的调制方式对应于不同的解调。振幅调制过程：解调过程 AM调制 DSB调制 SSB调制包络检波：同步检波：峰值包络检波平均包络检波 乘积型同步检波 叠加型同步检波 6.4调幅信号的解调调幅解调的方法1包络检波 t调幅波调幅波频谱c+c-c输出信号频谱包络检波输出t非线形电路低通滤波器t调幅波t调幅波t调幅波包络检波输出t包络检波输出t包络检波输出t第38页/共79页由于DSB和SSB信号的包络不同于调制信号，不能用包络检 波器，只能用同步检波器
15、，但需注意同步检波过程中，为了正常解调，必须恢复载波信号，而所恢复的载波必须与原调制载波同步（即同频同相）。乘法器低通滤波器uDSBuou2同步检波包络检波器加法器uDSBuouuAM解调载波第39页/共79页二极管大信号包络检波器1.大信号包络检波的工作原理(1)电路组成ZL+-uiVDRC+-uiRui+-Crd它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。RC低通滤波电路有两个作用：对低频调制信号u来说，电容C的容抗 ，电容C相当于开路，电阻R就作为检波器的负载，其两端产生输出低频解调电压 对高频载波信号uc来说，电容C的容抗 ，电容C相当于短路，起到对高频电流的旁路作用，即滤除高频信
16、号。理想情况下，RC低通滤波网络所呈现的阻抗为:第40页/共79页(2)工作原理分析+uD-+-uoiduD=ui-uoRi充+-uoi放+-ui+-uiVDRCui+-Crd 当输入信号ui(t)为调幅波时，那么载波正半周时二极管正向导通，输入高频电压通过二极管对电容C充电，充电时间常数为rdC。因为rdC较小，充电很快，电容上电压建立的很快,输出电压uo(t)很快增长。作用在二极管VD两端上的电压为ui(t)与uo(t)之差，即uD=ui-uo。所以二极管的导通与否取决于uD当uD=ui-uo0，二极管导通；当uD=ui-uo50)代入上式可得：第43页/共79页（2）检波的等效输入电阻峰
17、值检波器常作为超外差接收机中放末级的负载，故其输入阻抗对前级的有载Q值及回路阻抗有直接影响，这也是峰值检波器的主要缺点。讨论：当VD和R确定后，即为恒定值，与输入信号大小无关，亦即检波效率恒定，与输入信号的值无关。表明输入已调波的包络与输出信号之间为线性关系，故称为线性检波则输出信号为：当但理想值一般当，一般计算方法为：当输入信号为：检波器的输入电阻Rid是为研究检波器对其输入谐振回路影响的大小而定义的，因而，Rid是对载波频率信号呈现的参量。设：输入信号为等幅载波信号+-uo中放末级RsVDRCsCLsisRid+-uiKdUimui(t)t 忽略二极管导通电阻rd上的损耗功率，由能量守恒的
18、原则，检波器输入端口的高频功率 全部转换为输出端负载电阻R上消耗的功率即有又因Kd=cos 1所以第44页/共79页(1)惰性失真会造成输出波形不随输入信号包络而变化，从而产生失真，这种失真是由于电容放电惰性引起的，故称为惰性失真。在二极管峰值型检波器中，存在着两种特有失真：惰性失真底部切割失真3.检波器的失真一般为了提高检波效率和滤波效果，（C越大，高频波纹越小），总希望选取较大的R，C值，但如果R，C 取值过大，使R，C的放电时间常数所对应的放电速度小于输入信号(AM)包络下降速度时，(2)产生惰性失真的原因：输入AM信号包络的变化率RC放电的速率(3)避免产生惰性失真的条件：在任何时刻，
19、电容C上电压的变化率应大于或等于包络信号的变化率，即tui(t)与uc(t)uc(t)ui(t)第45页/共79页另外，在二极管截止瞬间，电容两端所保持的电压近似等于输入信号的峰值。即若设输入信号AM信号：包络信号为：在t1时刻包络的变化率:那么电容C通过R放电的电压关系为：时刻不产生惰性失真的条件为：所以要求在(4)分析：则有：实际上不同的，和下降速度不同。为在任何时刻都避免产生惰性失真，必须保证A值取最大时仍有故令:即：可解得：有实际应用中，由于调制信号总占有一定的频带(minmax)，并且各频率分量所对应的调制系数ma也不相同，设计检波器时，应该用最大调制度mmax和最高调制频率max来
20、检验有无惰性失真，其检验公式为可见，ma，越大，信号包络变化越快，要求RC的值就应该越小。第46页/共79页 Uim(1-ma)(2)底部切割失真1)原因：一般为了取出低频调制信号，检波器与后级低频放大器的连接如图所示，为能有效地传输检波后的低频调制信号，要求：Uim UR二极管截止，检波输出信号不跟随输入调幅波包络的变化而产生失真。当URUim(1-ma)UR或 通常Cd取值较大(一般为510F)，在Cd两端的直流电压UDC，大小近似等于载波电压振幅UDC=KdUimUDC经R和RL分压后在R上产生的直流电压为：由于UR对检波二极管VD来说相当于一个反向偏置电压，会影响二极管的工作状态。在输
21、入调幅波包络的负半周峰值处可能会低于UR,显然，RL越小，UR分压值越大，底部切割失真越容易产生；另外，ma值越大，调幅波包络的振幅maUim越大，调幅波包络的负峰值Uim(1-ma)越小，底部切割失真也越易产生。后级放大器ui+-CRLRVDCd+UDC -+-UR+u(t)-要防止这种失真，必须要求调幅波包络的负峰值Uim(1-ma)大于直流电压UR。即避免底部切割失真的条件为：式中，R=RL/R为检波器输出端的交流负载电阻，而R为直流负载电阻。第47页/共79页一般：(1)回路有载 要大：这应该从选择性及通频带的要求来考虑。为高频载波周期(2)为了保证输出的高频纹波小要求：即4.检波器设
22、计及元件参数的选择(3)为了减少输出信号的频率失真（输出信号为一个低频限带信号）要求：minmax(4)为了避免惰性失真：要求：(5)为了避免底部切割失真：或+-u中放末级RidRLCVDRCsLsRsisCd第48页/共79页5.二极管并联检波器除上面讨论的串联检波器外,峰值包络检波器还有并联检波器、推挽检波器、倍压检波器、视频检波器等。图并联检波器及波形(a)原理电路(b)波形(c)实际电路C起检波及隔离作用，不能起高频滤波作用。所以输出电压就是二极管两端的电压。不仅含有平均分量，还有高频分量。第49页/共79页根据能量守恒原理,实际加到并联型检波器中的高频功率,一部分消耗在R上,一部分转
23、换为输出平均功率,即当UavUC时(UC为载波振幅)有(665)第50页/共79页6.小信号检波器小信号检波是指输入信号振幅在几毫伏至几十毫伏范围内的检波。这时,二极管的伏安特性可用二次幂级数近似,即一般小信号检波时Kd很小,可以忽略平均电压负反馈效应,认为(666)(667)将它代入上式,可求得iD的平均分量和高频基波分量振幅为第51页/共79页 若用Iav=Iav-a0表示在输入电压作用下产生的平均电流增量,则(668)相应的Kd和Ri为(669)(670)若输入信号为单音调制的AM波,因c,可用包络函数U(t)代替以上各式中的Um第52页/共79页图647 小信号检波 第53页/共79页
24、叠加型乘积型同步检波器可分为：三同步检波(SynchronousDetection)注意：两种检波器都需要接收端恢复载波1.乘积型乘法器低通滤波器uDSBuc本地载波u(t)设输入已调波：而恢复的本地载波为：则相乘器输出为：则经低通滤波器后的输出信号为：令第54页/共79页讨论：(1)当恢复的本地载波与发射端的调制载波同步（同频，同相）则有：无失真将调制信号恢复出来(2)若本地载波与调制载波有频差，即：即引起振幅失真。则引入一个振幅的衰减因子，如果随时间变化，也会引起振幅失真。乘法器低通滤波器uDSBuc本地载波u(t)(3)若本地载波与调制载波有相位差，即：第55页/共79页乘积型同步检波器
25、的实用电路低通滤波器谐振限幅放大器乘法器CDIoyRw-15V-15V15k R+15VR13-EEVT35.1kRwx121k100k121kR11Rc141294Rc8133R327+15V561011IoxRwZEC=15V-+11k1M25k-15V10k10kRwy2k2kRxRyBG314（MC1595）AVT1VT2LC510510foC谐振限幅放大器乘法器低通滤波器CD49uAMuucu uuxuyuAMu uAM第56页/共79页注意点：(1)同步解调的关键是乘积项，即以前介绍的具有乘积项的线性频谱搬移电路，只要后接低通滤波器都可实现乘积型同步检波。(2)同步检波无失真的关键
26、是同步。2.叠加型同步检波器 相加器包络滤波器uDSBuc本地载波uuAM第57页/共79页(2)叠加型同步检波器工作原理+uc-+-uVDRC+-uSSB+-uSSB+uc-T1T2uduc本地载波相加器包络滤波器uSSBuud设：输入单频调制的单边带信号(上边带)为：本地载波信号为式中由于包络检波器对相位不敏感，只讨论包络的变化：式中，m=USSB/Uo。当，m USSB时，利用到公式如果设包络检波器的电压传输系数为Kd，那么ud经包络检波器后，输出电压为第58页/共79页混频器原理1.混频器的变频作用混频器是频谱的线性搬移电路，是一个三端口（六端）网络本地振荡信号 一个中频输出信号：两个
27、输入信号与输出信号之间的关系：的包络形状相同，频谱结构相同，只是填充频谱不同，即，其中心频率：其中6.5混频器原理及电路uc(fc)uL(fL)uI(fI)混频器tuc(t)tuI(t)tuL(t)有两个输入信号：高频调制波 fcfc+FFc-Ffuc的频谱fcfLfuL的频谱fIfI+FfI-FfuI的频谱tuc(t)tuc(t)tuL(t)tuL(t)tuI(t)tuI(t)第59页/共79页混频器是频谱的线性搬移电路，完成频谱线性搬移功能的关键是获得两个输入信号的乘积项，具有这个乘积项，就可以实现所需的频谱线性搬移功能。2max I I=L L-c c乘法器带通滤波器混频器的一般结构框图
28、设：输入已调波信号：那么两信号的乘积项为：2.混频器的基本工作原理：LuLL-cL+cuI本振信号:ucc如果带通滤波器的中心频率为,带宽 则经带通滤波器的输出为：uIucuL可见输出中频信号的包络形状没有变化，只是填充频率由 变化成 uLuc非线形元件带通滤波器第60页/共79页(1)调幅(DSB为例)u乘法器带通滤波器uDSBuo2max o（2）检波 uDSB乘法器低通滤波器uou max（3）混频 uDSB=uc乘法器uL带通滤波器uII I=L L-c c L c3.振幅调制、检波与混频器的相互关系 I I=L L-C C2maxmax第61页/共79页因为混频器常作为超外差接收系统
29、的前级，对接收机整机的噪声系数影响大。所以希望混频级的越小越好。(1)变频增益：变频电压增益:变频功率增益:(2)噪声系数:混频器主要性能指标(3)失真与干扰变频器的失真主要有:频率失真非线性失真(4)选择性在混频器中，由于各种原因总会混入很多与中频频率接近的干扰信号,为了抑制不需要的干扰，要求中频输出回路具有良好的选择性，矩形系数趋近于1。第62页/共79页高质量通信设备中以及工作频率较高时，常使用平衡型混频器环形混频器优点：噪声低，电路简单，组合分量少。例1.二极管平衡混频器 设：输入信号本振信号:若 则输出电压:实用混频电路如果输出中频滤波器的中心频率为:谐振阻抗为，则输出电压而环形混频
30、器的输出是平衡混频器输出的2倍。且减少了输出信号频谱中组合频率分量,即减少了混频器所特有的组合频率干扰。+uI_+uL-+uc-VD1VD22CRL2LT1T2+uL-T3uc+-uc+-1.二极管混频器第63页/共79页利用第4章所述的时变跨导电路，可构成晶体管混频器。由于时变偏置电压如果则集电极电流为2.晶体三极管混频器其中为时变跨导，受的控制,而输入信为:利用付里叶级数可将展开成:如果输出回路的谐振频率为，而 选出的中频电流为：uc+-+-uLEBECVTCLUB(t)ic其中变频跨导：变频(混频)增益Au为：中频输出电压uI为：第64页/共79页 变频跨导gC=g12,g1只与晶体管特
31、性、直流工作点及本振电压UL有关,与Us无关,故变频跨导gC亦有上述性质。输出中频电流振幅 输入高频电压振幅 第65页/共79页gCUL的关系当EB不变时,随uL(线性范围内)gm-gc随uL线性增大,当uL较大时,gm曲线开始下降,gm(t)曲线凹陷,基波分量下降,所以,gc下降,同时gm(t)的谐波成分上升,说明当改变本振电压时,gc存在最大值.第66页/共79页gCEb的关系 uL不变时,当EB较小时,gm(t)基波分量较小,gc较小,随EB-gc线性增加.当EB较大时,晶体管进入非线性段,g(t)基波分量乃增大,但缓慢,当EB过大时,gm(t)曲线开始下降,所以,gc下降,第67页/共
32、79页双极型晶体三极管混频器基本电路的交流通道:共射极混频电路：本振信号由基极串联方式注入 本振信号由射极注入共基极混频电路：(a)uc+-uL+-LCVT(d)uL+-uc+-LCVT(c)uc+-+-uLLCVT(b)LCuL+-uc+-VT第68页/共79页CLEDRgRsFET混频器的转移特性是平方律，输出电流中的组合频率分量比BJT混频器少得多，故其互调失真低。FET混频器容许的输入信号动态范围也较大。因此，尽管FET混频器的变频增益比BJT混频器低，却在短波、超短波接收机中获得了广泛应用。设输入已调制信号：uc=Uc(t)cosct3FET混频电路uI右图为FET混频器原理电路其中
33、，Uc(t)=Ucm(1+macost)本振电压uL=ULcosLt LC回路调谐在中频I=L-c或I=c-L，通频带B=2，回路的谐振阻抗为RL。栅源间的电压uGS为：uGS=UGSQ+uc-uL=UGSQ+Uc(t)cosct-ULcosLt转移特性为平方律关系，即：式中，UGS（off）为FET管的夹断电压，IDSS为漏极饱和电流。恒流区内的漏极电流为:ucuLuGSiD式中，k k1 1、k k2 2、k k3 3、k k4 4为常数。可见，iD(t)中含有差频(c-L)电流分量，其幅值正比于Uc(t t)为:通过漏极LC负载回路选频后，输出的中频电压为:第69页/共79页6.8kCE
34、C=15V1413.3k1294813313k10k27-EE=-15V+15V5610 11-15V10k10kRwxRwy2k2k8.2k8.2kBG314(MC1595)LN1N2BG314构成的混频电路，如果本振电压uL、高频信号电压uc分别从4、9脚输入，BG314的输出端2、14脚间接LC谐振回路。设输入已调高频信号:4.模拟乘法器混频电路uLucuIuc=Uc(t)cosct本振电压:uL=ULcosLtLC回路的谐振频率I=L-c，其带宽B2，回路谐振阻抗为RP,，变压比为n=N2N1，输出中频信号电压uI为:混频增益Au为:第70页/共79页由于混频器是依靠非线性元件来实现变
35、频，而通过非线性元件的信号将含有许多频率成份 ,(p,q=0,1,2,3,.)uc(f c)uL(f L)uI(f I)un(f n)非线形元件中频滤波器uo()如果设输入信号为,本振频率信号为则通过 非线性元件的信号，其中 而这些组合频率的信号中只要和中频频率 相同或接近，都会和有用信号一起被选出，并送到后级中放，经放大后解调输出而引起串音，啸叫和各种干扰，从而影响有用信号的正常工作。6.6混频器的干扰一般混频器存在下列干扰：(1)干扰哨声：接收的射频信号 与本振信号 的自身组合干扰，即 B(2)副波道干扰：外来干扰信号 与本振信号 的组合频率产生的干扰(3)交叉调制干扰：有用信号 与干扰信
36、号混频产生的干扰。(4)互调干扰：指两个或多个信号同时作用在混频器输入端，经混频产生的组合分量而形成的干扰。(5)阻塞干扰(6)倒易混频 fI第71页/共79页1.信号与本振信号的自身组合干扰（干扰哨声）如果中频，则除的中频被选出外，还有可能选出其它的组合频率：即 所以有 其中称为变频比。显然当变频比一定时，并能找到对应的整数p,q时，就会形成自身组合干扰。例：调幅广播接收机的中频，某电台发射频率当接收该电台广播时，接收机的本振频率 由于变频比 可推算出：当，可得设输入高频信号的载频为，本振信号，则 经过混频器后产生的频率为，其中p,q=0,1,2,由于组合频率与中频差 1KHz，经检波后可产
37、生1KHz的哨声.（三阶干扰）.另外，当p=3,q=5时，可得：,也可以通过中频通道而形成干扰。（8阶干扰）。注意点:(1)自身组合干扰与外来干扰无关，不能靠提高前级电路的选择性来抑制。(2)减少这种干扰的方法：正确选择中频，尽量减少阶数较低的干扰 正确选择混频器的工作点，减少组合频率分量采用合理的电路形式，从电路上抵消一些组合频率，如平衡电路，环形电路，乘法器。第72页/共79页设:串台干扰信号为，它与本振信号的组合频率为：其中 p,q=0,1,2,3.。如果选频器所选择的正常中频信号为:2.外干扰信号与本振的组合频率干扰（副波道干扰）则可能形成的副波道干扰为：可见，凡是能满足上式的串台信号
38、都可能形成干扰，在这类干扰中主要有：中频干扰，镜频干扰，及其它副波道干扰。(1)中频干扰当p=0,q=1时，即表明当一种接近中频的干扰信号一旦进入混频器，可以直接通过混频器进入中放电路，并被放大、解调后在输出端形成干扰抑制中频干扰的方法：提高混频器前级的选择性在混频器前级增加中频吸收电路 合理选择中频数值，中频选在工作波段之外第73页/共79页当p=1,q=1时，则有：fcfLfnf I这种干扰信号频率 与输入信号频率 以本振频率为对称轴形成镜像对称的关系。(2)镜像频率干扰f I抑制镜像干扰的方法：提高混频前级的选择性提高中频频率，使镜像干扰频率远离例：中央台第一套节目的载波为,那么收音机在
39、接收此节目时的本振频率,如果有一外来 电台的频率,在混频级之前没有被抑制，则这个电台进入混频器后，混频可得 的中频将被选出进入后级输出而形成镜像干扰，产生串台及啸叫。第74页/共79页当,时,形成组合频率干扰，其中最主要的一类干扰为：fcf n1fLf n2可见与对称分布在本振频率的两边，其中离最近,经混频器前的滤波后进入混频器的可能性最大。(3)组合频率干扰的情况，则有：抑制这类干扰的方法：提高混频器前级的选择性提高中频选择合适的混频电路，合理选择混频器的工作点fI第75页/共79页交叉调制干扰的形成与本振无关。它是有用信号与干扰信号一起作用于混频器时，由混频器的非线性作用，将干扰的调制信号
40、调制到了中频载波上，即将干扰的调制信号转移到有用信号的载波上而形成的一种干扰。例：由非线性元件：其中四阶项为，若设而 则展开后其中可分解出项 3.交叉调制干扰（交调干扰）将信号代入此项，并经中频滤波后可得：其中，可以看出干扰信号中的调制信号转移到中频载波上，与有用信号一同输出而形成干扰。第76页/共79页交调干扰的特点：(2)与干扰的载频无关，任何频率的强干扰都可能形成交调干扰，所以交调干扰是危害较大的一种干扰。只有当 与 相差很大，受前级电路的抑制很彻底时,形成的干扰较小。(1)交调干扰与有用信号并荐，通过有用信号而作用，一旦有用信号，交调干扰也消失。(3)混频器中，除了非线性特性的4次方项
41、以外，更高的偶次方项也可以产生交调干扰，但一般由于幅值较小，可以不考虑。抑制交调干扰的措施：提高前级电路的选择性选择合适的器件，合适的工作点，使不需要的非线性项（4次方项）尽可能小，以减少组合分量。第77页/共79页非线形元件中频滤波器un1（fn1）uL（fo）iouI（fI）un2（fn2）互调干扰是指两个或多个干扰信号同时作用于混频器的输入端，由混频器的非线性作用，两个干扰信号之间产生混频，当混频后，产生的信号接近于有用信号的频率时，将与有用信号一起进入后级电路输出而产生干扰。4.互调干扰互调干扰的特点：设混频器输入的两个干扰为：而本振信号 则三个信号同时作用于非线元件上，则混频输出的电流为:由4次方项中展开可得项，即：其中有：其组合频率为：如果当 形成互调干扰.（注意：）讨论：(1)当时，或 必有一个远离 容易被滤除，可能产生的干扰不严重。(2)当 时，或均可能离 较近,滤除比较困难，可能会产生比较严重的干扰。即由于可见，两个干扰频率都小于（或大于）工作信号频率，且三者等距时，就可形成互调干扰。n2n1c（3）互调干扰的大小主要决定于：减少互调干扰的方法：提高前级电路的选择性 选择合适的电路和工作状态 第78页/共79页感谢您的观看！第79页/共79页