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1、200W开关电源功率级设计方案1 .导言的功率在200W-500W的沟通电源设计，越来越需要功率因素校正(PFC),以 在削减电源线上的能源铺张，并增加最多来自电源插座的功率。这篇文章描述 了一个用於液晶电视的200W 电源的设计与构造，所以提到了很多留意事项，以 到达高效率，待机功率低於1W,外形小巧尤其是高度为25mm ,无风扇的简洁冷 却，低本钱。这些特徵对於将要应用的场合是不行或缺的。2 .电路描述和设计设计指标如下：沟通输入电压：85-265VRMS 功率因素： 0.95 总输出功率：200W三个直流输出：5V/0. 3A12V/5A24V/6A电源分为两个单元。第一电源集成一个功率
2、因素校正电路，内置在FAN4800 PFC/PWM(脉宽调制) 二合一把握器四周，产生一个24V/6A和12V/5A的输出。这个器件包含一个平 均电流模式PFC把握器和一个能够在电压和电流模式下工作的PWM把握器。在 描述的这项应用中，PWM工作在电流模式，把握一个双管正激变换器。这种变换 器能产生一个稳压的24V输出。12V输出则由一个承受MC34063A PWM把握器的 Buck变换器产生。这个附加模块改善了 12V输出校正，削减穿插调整问题，这对 於多重输出正激变换器总是一个问题，当负载大范围变化时。附加变换器本钱不 是很高，假设与一个双管输出变换器的更简洁、更大的耦合电感相比。其次电源
3、是一个基於飞兆半导体功率开关(FPS)的Flyback变换器，它给 FAN4800供给电源和5V输出。这个电源工作在待机模式下，它的无负载功耗低 於500mW。因此，即使对於省电模式下小负载状况，也有可能满足1W待机功耗 的限制。为了简洁，设计计算和电路图将在每个模组中单独给出。最终完成的示意图 和布局，可在附录中查到。3 .功率因素校正通用于带星杳口的口度通用于带星杳口的口度大由6率(FOI火人6,e*1富。球 ，北叫A / 血v SBv友元口节安注放境，小点黄环节电桎 AK*AFT&(Mm)0 .k I Why I人定 Mcem -图3 ： M4134电于物E索司用elecfanscom
4、e 3 夜凯；L 图3 AN-4134电子数据表对於双管和单管正激来说，主要设计等式完全一样，所以飞兆半导体应用说 明AN-4137及其相关的电子数据表，如图3所示2,可用於考虑一些变化彳爰的 计算。由於变换器直流电压由一个PFC预调整器产生，填入电子数据表的线路电 压须选择适当，以获得正确的直流电压。在这个应用中，284VRMS用於两个最低 和最高线电压。线频率并不影响计算。接下来，考量直流母线电容大小(例如WOOuF),由于使用到PFC,实际直 流母线电容器两端的纹波电压相当小。最高占空比也须严格小於0.5,允许变压器去磁化。为了留下一些馀量，最 大占空比选择为0.45。由於已经有了单个晶
5、体管正激的表单，np/nr比(Excel:Np/Nr)和最大额定 MOSFET电压可以无视。输出滤波电感L5的电流纹波因素Krf的选择，通常是一个反复的过程。一 方面，想使这个因素尽可能小，以削减初级和次级电流的RMS和峰值。另一方面, L5不得过大。因此，开头假设一个纹波因素，然彳爰检查L5的配置结果是否可以 承受。在这次设计中，KRF值为0.21, L5的计算电感为40 uH。计算的绕组将完 全填补一个EER2828磁环。依据选择的KRF,通过Q205和Q206的电流的RSM和峰 值如下：如前所述，最高漏极电压略微大於400V足够了，能有效使用额定电压为500V MOSFETo其次，输出建
6、议使用600V MOSFET,而不是一个浪涌电压限制器。 SUPERFETTM FCP7N60具有以下数据功耗能够很简洁得到，与计算Q1功耗类似。这里给出了一个功耗上限值。在实际中，励磁电感的谐振和节电输出电容使 电压降低到400V以下，Q206的功耗固然是完全一样的。每一个MOSFET需要一 个最大热阻为20/W的散热器。电流感应电阻R233的值是这样选择的，最大峰值电流可能超过1.6A。假设 电阻值为0.56。，这个条件实现了但没有馀量。出於这个缘由，选择0.47Q电 阻，此时最大峰值电流为2. 1A。国4： Bude变独器24V-12V的示意图e|ecfanscom电J京烷友图4 Buc
7、k变换器24VT2V的示意图电感L5,变压器，二次整流和滤波，都可以依据Excel表计算。在工作表给 出的变压器AP等式的帮助下，为变压器选择了一个EER2834磁环，绕组数据可 在附录中查到。整流二极管的反向电压计算值是57V,但是推举使用一个指定最 大电压至少100V的整流二极管。为了削减传导和开关损耗，最好使用肖特基二极 管。RMS电流负载在电子数据表中给出，可以用来确定二极管;实际选择的是两个 FYP2023DN二极管。整流二极管D219和D220的平均电流为：二474lianYuanx)elecfanscom电3或统女确定功耗的方法与BR1和D1的方法一样。fw 之 Aij,rrr
8、F leer + /肚XS 的 , *S.Recr= 4.7J-0.25r + 5.7JJ0.04l=23JV DianYuan.con)ekefans com电3成烷左 “ 再次，每个二极管使用的散热器热阻不超过20/Wo5、DC/DC变换器如以下图的Buck变换器工作在连续模式，由一个简洁的，但是工作在100千 赫的有效PWM把握器把握。由于开放集电极输出，使用一个由Q211/212组成的 驱动器来驱动P沟道MOSFET。通过Q209, D223和L6的峰值电流是6. 3A。功耗 差不多很简洁被确定了。结果是：器件需要的散热器的热阻不小於25/Wo由於肖特基二极管的快速开关，寄生振荡猛烈，
9、必需承受RC网络R246/C250和 R247/C249抑制。虽然在文献中有很多如何确定这些网络值的等式，阅历显示计 算值仅仅是试验优化的一个初值。原则上，使用相容在一个FYP2023中的两个二极 管是可能的，但在这种状况下，每个封装的功耗加倍了，散热简洁了。另一个用 两个二极管代替一个的理由是，即自驱动同步整流器（未列出）预备的PCB需要两 个单独二极管。LEEI3才萍-24)el.ecfans com 电 3 或就4 com 电 3 女烷女图5待机电源不意图6. 待机电源由FSD210B驱动的flyback电源（图5）,不仅产生5v输出电压，而且也给 FAN4800和FAN7382供电。通
10、过0C2,主电源在待机期间是完全关闭的，只有这 个电源照旧工作。通常这种电源没有什麽特别的，而且可以很简洁地在AN-4137和相关电子数 据表，或SMPS设计工具3的帮助下进展设计。实际设计的输出电压是5V,电流是0.3A,但有了上述工具，转变设计到一 个不同输出电压和功率高达约6肌并不是一个问题。由於使用FOD2711BTV,输 出电压下降到3.3V也不是问题。7. PCB布局和机械构造在文献4中可以找到功率电子布局规章，谈到高di/dt的回路封闭区域和高 dv/dt节点的铜箔区域必需尽可能小，旨在削减电磁干扰。另外，Q1的源引脚, R233接地，R5右侧和FAN4800接地引脚应当连接成星
11、形，以削减共阻抗耦合的 负面效应。实际中的问题有：对於较高输出功率，PCB会较大;功率半导体必需放置在 大散热器上。结果是，往往不行能使回路小到应当到达的值，同时结合电流密度 规章，布线和星形的铜芯面积会破坏完整的电路板。因此，一种高功率电源PCB 有时是一种妥协，尤其是考虑本钱须选择单面PCBO假设亲热留意实际的电路板，你会觉察一些不太重要的信号走的路线不愿定 是最短路径。这允许仿效星形连接的大型接地平面。此外，接地平面和热信号之 间的间隔应尽可能小（考虑牢靠性，对於给定电压，间距约2m）,以使回路最小。 其次是本钱因素，由一个2mm厚铝板组成的简洁散热器，被弯曲成U形，并 被应用到初级和次
12、级。只有Q1,消耗更多功率，需要一个额外的散热器。8.测试结果本电路板有一份具体的测试报告。这里显示了三项测试结果。8. 1待机电源和输入电压图7 ：待机城对应输入电氏变化elecfans com之3 区疑点图7待机功率对应输入电压变化见图78. 2全负载效率和输入电压见图8图8效率对应输入电压变化输入电压大於110VRMS时，效率远高於估量的81%o对较小的电压，数据可 通过一个低阻抗EMI滤波器和去除NTC1提高。8. 3功率开关和二极管波形见图9Tek Kun; lOOMS/s Hi ResTek Kun; lOOMS/s Hi ResM 2 Kq 7 /32! 500mA图9： Q21
13、2漏电流和电压920mA 24 Mar 2006I3：2I：I8 elecfans com电3发烧友 图9 Q212漏电流和电压图9的左侧显示Q212的漏极电流（下迹线）和电压（上迹线）。从电流看来， CCM中的PSU工作是很明显的。该漏极电压被很好地箝制在直流电源电压，当 MOSFET关闭时。变压器去磁化之彳笈，电压开头下降。斜率由变压器激磁电感和 MOSFET的CDS确定的谐振值打算。当MOSFET导通时，漏极电压有时机接近最低值，但由於励磁电感的高误差 （+/-30%）这可能因不同电路板而异。图10的二极管波形清楚地显示了当二极管 关闭时的寄生振荡。Tek Run: 10OMS/s Hi
14、 Res-M 2.50ms 邙丁I- 2/16 A54 ，OUA图iO： D219电*元不口电压24 Mar 2006 14:09:33elecfanscom电3反饶反 J 图10 D219电流和电压本节回忆了功率因素校正电路的电源选择。用来设立乘法器的工作点和差动 放大器的增益和频率补偿的低功率部件的设计在1中给出。图1 ： PFC级亍宜叫元件城弓和FAM4800它用说等则W”8m包3或饶及图1 PFC级示意图3.1整流器由於主电源用来供给一个200W的输出功率，即总输入功率。假设PFC的效 率为90%,正激变换器效率为90%,其中输出功率为：，二-瓷二 247W(1)/ eelanscom
15、 电 8 发爆女考虑到最大输入电压为85VRMS,最大输入电流为：247W二 2.9Aelecfans com电,女统女电磁干扰滤波器的常见共模扼流圈，必需承受这局部电流，同时具有约 10mH 高电感。市场上有一些扼流圈，具有高电流，高电感和小尺寸的特徵，来自EPCOS和 TDK0扼流圈的实际值和类型由电磁干扰测试确定，依靠於工作条件，或许与本 文提出的滤波器有所不同。与输出串联的负温度系数热敏电阻(NTC)限制了浪涌电流，但并非电源工作 所真正需要的。整流器依据Hn,RMS选定，但留意到高额定电流二极管通常在某一电流下具 有更低的电压降，使用一个额定电流略高的整流桥是有利的。对於实际设计，选
16、 择一个 6A/800V 桥 GBU6K。整流器功耗是可以估量的，通过一个恒定正向电压下的近似二极管正向特性 乘以一个串联电阻。正向电压VF和串联电阻Rs必需从规格说明书中查，对於 GBU6K分别是0. 8V和0. 03 Q。功耗方程变成：0.03。）= 4.7=4四有心45 0.8尸el.ecfatom电3发统支假设我们假设一个确定的最高结温度TJ为150C,最高室温为50,然彳爰BR1散热器的热大热阻(与空气之间)应为r /.ujan .f.nkix的一七一(4)_ 150。50 一。O.75P viw W中21。/%elefans8W7400r U 00kHz 20Q/0 - 247U二
17、 L08iHelecfcmscom电3或烧左 J b给出的电感差不多是ImH。当RMS电流等於RMS输入电流时，L1的峰值电流ekcfansom 也 3 笈烷友在这个电流和5A/mm2的电流密度下，所需的铜线截面积约为0. 58mm2o由 於高频电流仅为输入电流的20%,趋肤效应和邻近效应不是很明确。三或四条细 电线并联总面积能够到达所需面积就足够了。在实际设计中，使用了三根直径为 0. 5mm的电线，电流密度略低於5A/mm2o L1的磁环尺寸依据被称为磁环区域乘 积Ap确定，即有效磁性截面积和绕组面积（骨架）的乘积。这个乘积很简洁证明 是elei *，“V?取尸 m Tm *jpiTT-产
18、m “中 力i gg= 0.56J.|3r r IT兀&。尔Q,一幽76i relefansom电&安徒4 / 4、双管正激变换器CM一,图2：正渤变换器示意图魁6elecfans com 电 5 反傀.发图2正激变换器示意图图2是双管正激变换器。在这个应用中，FAN4800的PWM局部运作在电流模式, 把握一个双管正激变换器。这个拓扑根本上和熟知的单管正激变换器一样。但它 的优点是，两晶体管中的任何一个漏极电压只需要等於PFC的直流输出电压。相比 之下，标准正激变换器需求两倍大小的漏极电压，差不多800-900Vo此外，对於 双管正激变换器，变压器构造简洁，廉价，由于它不需要复位绕组。固然有缺点需要考虑：使用的拓扑需要两个晶体管，其中一个的门极电压悬 浮于高电压。假设细看，这些问题都不是大问题，由于功率MOSFET的导通阻抗 正比於漏极电压，为2至2.5倍。这意味著两个晶体管，只须有一半耐电压同 时只有一半导通阻抗，即可使用更少的矽面积得到一样的传导功耗。所以两种解 决方案的本钱是相像的。由于使用了门极驱动器FAN7382,其次缺点也没有了。这个器件包含一个完 全独立的低端和高端门极驱动器。这是很重要的，由于在双管正激变换器中，全 部的晶体管同时关闭和导通。当导通时，能量转移到次级；当关闭时,，变压器经 复位二极管D217和D218被去磁化。