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1、4.10.3 TOF电电子学4.10.3.1 TOFF电子学学系统的的任务BESIIII的的飞行时时间计数数器的主主要物理理目标1是是通过测测量带电电粒子的的飞行时时间，并并结合主主漂移室室（MDDC）给给出的粒粒子动量量信息，进进行带电电粒子的的鉴别。其其能力大大小主要要由相同同动量粒粒子的飞飞行时间间差和飞飞行时间间计数器器的时间间分辨率率所决定定。飞行行时间计计数器系系统的另另一个主主要功能能是提供供一个快快时间响响应信号号给触发发系统。根根据TOOF探测测器系统统设计报报告，为为满足带带电粒子子鉴别的的物理目目标，TTOF系系统的总总时间分分辨率应应不大于于80pps，TTOF电电子学
2、系系统对整整个飞行行时间测测量的不不确定性性的贡献献要不大大于255ps。TTOF电电子学系系统的基基本功能能是进行行粒子的的飞行时时间测量量，即所所谓的“时间测测量”。为了了校正由由于幅度度游动动（Tiime-Wallk）效效应带来来的时间间测量误误差， 系统还还必须对对光电倍倍增管输输出信号号的幅度度进行测测量，即即所谓的的“电荷测测量”。同时时，系统统还要提提供快时时间响应应信号给给触发系系统。所所以，TTOF电电子学系系统需要要完成以以下的三三项基本本功能：1 时间测量量。2 电荷测量量。3 提供快时时间响应应信号。4.10.3.2 前置放放大器 根据高高能所TTOF探探测器组组的仿真
3、真计算，当当磁场为为1.00T时，PPMT的的增益为为2.551005，有近近两个数数量级的的下降。其其输出信信号幅度度则大大大减少，主主要的信信号幅度度在500mV左左右，经经过长距距离（115 200米）电电缆传输输后，输输出信号号的幅度度会进一一步衰减减。下降降的多少少取决于于电缆的的高频特特性。一一般来说说，直径径为6-7mmm的同轴轴电缆，对对带宽为为2000MHzz的信号号，200米长度度会有大大约2.8dBB的信号号衰减。而而直径为为2.99mm的的同轴电电缆，其其衰减则则高达88dB。因因次，高高性能的的前置放放大器（PPre-Amppliffierr）是必必不缺少少的。前前置
4、放大大器的基基本设计计考虑有有以下几几点：1具有有良好的的频带宽宽度为保证对对4nss上升时时间PMMT输出出信号进进行不失失真放大大，前置置放大器器应具有有很好的的高频特特性。初初步的考考虑是-3dBB带宽不不低于1150MMHz, 即放放大器本本身的上上升时间间保持在在2.33ns左左右。对对信号前前沿的影影响不超超过0.65nns。2. 双双线性放放大双线性放放大的概概念是指指对小幅幅度的PPMT输输出信号号，前置置放大器器应具有有较高的的电压增增益，以以保证足足够的信信号幅度度和信噪噪比；对对较大的的信号，前前置放大大器则只只有1-2倍的的电压放放大倍数数，使输输出信号号仍处于于放大器
5、器的线性性范围。从从而扩大大了前置置放大器器的动态态范围，并并且避免免信号过过载，过过长的恢恢复时间间带来较较大的死死时间。双双线性的的拐点设设置应由由PMTT输出信信号的仿仿真结果果来确定定。3全差差分放大大尽可能采采用全差差分放大大器（FFullly DDifffereentiial Amppliffierr），即即输入输输出均为为差分信信号的新新型放大大器，最最大限度度地提高高信噪比比和信号号的动态态范围。而而且，前前置放大大器的输输出以差差分信号号的形式式出现，可可有效地地避免在在长距离离传输时时引进噪噪声和干干扰。（一）双双线性放放大的基基本原理理CDF系系统的TTOF读读出电子子学
6、系统统提出了了双线性性放大的的前置放放大器设设计。图图4.110-119是其其原理图图。该放放大器实实现双线线性的关关键元件件在二极极管D11,电阻阻R1和和R2。静静态偏置置使得二二极管DD1截止止，该级级差分放放大器的的增益为为(R11+ RR14)/ RR27 = (2400+622)/1100 = 33，当信信号幅度度增大到到一定时时，二极极管D11导通，此此时，差差分放大大器的增增益则为为R144 / R277 = 62/1000 = 0.66。两种种增益相相差5倍倍。双线线性的拐拐点由二二极管DD3，DD4的管管压降大大小确定定。图4.110-119 CDFF双线性性前置放放大器原
7、原理图（二）前前置放大大器的设设计方案案由图4.10-19可可以看出出，CDDF系统统的前置置放大器器完全由由分立元元件组成成，可以以较容易易地满足足前置放放大器的的高增益益，高带带宽性特特性，但但可靠性性，长期期稳定性性和一致致性则欠欠缺。近近年来宽宽频带集集成运放放的发展展，使得得采用集集成放大大器实现现高增益益，高带带宽性的的前置放放大器成成为可能能。BEESIIII系统统的TOOF双线线性前置置放大器器的设计计，将考考虑分为为两级放放大的基基本结构构，第一一级为双双线性放放大，第第二级为为固定增增益的全全差分放放大。双双线性放放大的实实现则采采取两种种技术路路线进行行试验，分分立元件件
8、结构和和单片电电流负反反馈（CCurrrentt Feeedbbackk，简称称为CFF）集成成运放的的结构。1 双线性放放大（分分立元件件）+ 全差分分放大 图4.110-220 分立元元件构成成的双线线性放大大电路原原理图分立元件件构成的的双线性性放大电电路原理理图如图图4.110-220所示示，其第第一级双双线性放放大电路路是基于于CDFF的电路路原理。第第二级是是一个增增益为22的单片片全差分分放大器器，输出出为一互互补的全全差分放放大器。与与一般的的TOFF前置放放大器不不同的另另一点是是：PMMT也是是差分互互补输出出，利用用最后一一个打拿拿级输出出与阳极极信号极极性相反反，幅度度
9、相近的的信号，构构成一个个互补的的PMTT差分信信号。信信号增益益近似提提高一倍倍，并可可以有效效地抑制制探测器器的输出出噪声，提提高信噪噪比。图图4.110-221，图图4.110-222分别别给出了了Spiice仿仿真的双双线性输输入输出出曲线和和放大器器的脉冲冲响应。图4.110-221 输输入输出出曲线的的Spiice仿仿真结果果 图44.100-222 脉冲冲响应的的Spiice仿仿真结果果2 双线性放放大（CCF集成成运放）+ 全差差分放大大图4.110-223 由由CF运运放构成成的双线线性放大大电路原原理图。与与普通的的电压负负反馈远远放不同同，CFF运放的的带宽-电压增增益乘
10、积积并不是是一个常常数，在在高电压压增益的的应用时时，仍可可保证较较高的带带宽。该该方案的的关键是是选择高高频，高高增益的的CF运运放。很很明显，图图4.110-223的电电路比图图4.110-220的分分立元件件构成的的电路简简单的多多。不过过，由于于CF运运放的反反向输入入端为低低阻输入入，双端端输入的的输入阻阻抗相差差很大，不不适宜做做差分输输入。所所以，PPMT仍仍只考虑虑为阳极极输出，不不采用差差分形式式。 图44.100-233 由CCF运放放构成的的双线性性放大电电路原理理图图4.110-224，图图4.110-225分别别给出了了CF运运放的双双线性放放大电路路的Sppicee
11、仿真结结果。从从Spiice仿仿真来看看，两种种电路的的性能相相差不大大，最后后的选取取将根据据实际电电路的测测试来决决定。 图44.100-244 输入入输出曲曲线的SSpicce仿真真结果 图4.10-25 脉冲响响应的SSpicce仿真真结果3 单级CFF运放结结构的方方案 作为备备份方案案，我们们仍然考考虑一种种固定增增益的前前置放大大器设计计，这类类似于日日本BEELLEE试验中中采取的的TOFF前置放放大器，但但增益为为15，要要大3倍倍。这也也是其困困难的地地方，该该方案的的关键是是选择高高性能的的CF运运放。但但然，若若实在困困难，仍仍可考虑虑两级结结构。CCF+全全差分的的形
12、式。（三）前前置放大大器的基基本指标标前置放大大器的指指标初步步考虑如如下：电压增增益：15信号带带宽： 1150MMHz上升时时间： 2nss输出信信号： 差分或或单端输出信信号动态态范围：0 2VV (单端) 0 4VV (差分)电源： 6VV4.10.3.3 TOF前前端电子子学TOF前前端电子子学（FFronnt_EEnd Eleectrroniics：简称FFEE）将将由三部部分电路路组成，即即时间测测量电路路，电荷荷测量电电路和时时间平均均器电路路，时间间平均器器电路的的功能是是产生一一个快时时间信号号给触发发系统。图图4.110-226是FFEE的的原理方方框图。前前端电子子学的
13、设设计准备备在VMME9UU模块中中完成。图4.110-226TOOF前端端电子学学原理方方框图为了提高高集成密密度，减减少传输输电缆，初初步的考考虑是332个通通道的FFEE（332通道道的时间间测量和和32通通道的电电荷测量量）被包包含在一一个VMME9UU模块中中。FEEE的基基本工作作原理如如下：光光电倍增增管两端端的输出出信号分分别被分分成三路路：一路路输入到到高速、低低阈值甄甄别器中中，该甄甄别器的的输出信信号被送送入到一一个高性性能TDDC电路路中，为为时间测测量提供供最精确确的“HHit”时时间信息息；一路路输入到到高速、高高阈值甄甄别器，其其输出信信号有两两项功能能：进入入时
14、间平平均器，与与光电倍倍增管另另一端相相应信号号求平均均，生成成快时间间信号；作为一一个门控控信号，用用以控制制低阈值值甄别器器的信号号输出和和控制用用以电荷荷测量的的ADCC电路。只只有幅度度高于高高阈值甄甄别器的的甄别阈阈值的事事例才被被允许进进行时间间和电荷荷测量。高高阈值甄甄别器的的触发阈阈值要考考虑到测测量效率率和实际际的背景景噪声大大小，在在实际调调试中选选取。高高、低阈阈值甄别别器的甑甑别阈值值可分别别由一个个DACC电路程程控调节节。光电电倍增管管的第三三路输出出信号则则被输入入到ADDC电路路中，用用以电荷荷测量。1双阈阈甄别器器如图4.10-26所所示，TTOF前前端电子子
15、学将采采用高、低低甄别器器，进行行双阈甄甄别，以以提高定定时精度度。高速速比较器器是设计计高、低低甄别器器的关键键。目前前有几种种高速比比较器可可供选择择：MAAXIMM公司的的MAXX96993，MMAX996011，Annaloog DDeviice公公司的AAD96687，SSPT公公司的SSPT996933 和SSPT996899等。就就性能价价格比来来说，MMAXIIM公司司的MAAX96693可可能是较较好的选选择。我我们拟先先进行一一些测试试，然后后再做最最后的选选择。2时间间测量时间测量量是FEEE的最最基本功功能。为为了满足足25pps的时时间分辨辨和多次次击中的的要求，CC
16、ERNN微电子子组研制制的HPPTDCC芯片2 无疑是是最佳的的选择。HHPTDDC是一一个多通通道，具具有多次次击中功功能和可可编程的的时间分分辨能力力的时间间/数字字变换芯芯片。当当选择其其最高时时间分辨辨工作模模式时，HHPTDDC工作作在8通通道模式式，其时时间测量量的分辨辨可达225pss； 在在低时间间分辨工工作模式式时， HPTTDC工工作在332通道道模式，其其时间测测量的分分辨最高高可达1100pps。HPTDDC的工工作原理理HPTDDC实际际上是一一个时间间标志TTDC，或或者说是是一个数数据驱动动TDCC3 。其其结构可可以分为为两大部部分：时时间测量量部分和和数据缓缓
17、存处理理部分。其其原理如如图4.10-27所所示。时间测量量部分时间测量量部分的的基本工工作原理理是基于于锁相环环技术和和两种内内插技术术。 锁锁相环电电路将输输入与束束流严格格同步的的40MMHz参参考时钟钟倍频为为3200MHzz，用以以一个所所谓的粗粗计数器器（cooarsse ccounnterr）进行行计数。倍倍频的时时钟再送送入一个个延迟环环（Deelayy Loock Looop，简简称：DDLL）电电路中进进行内插插，或者者说进行行时钟分分相（时时钟延迟迟）。332个延延迟单元元完成332个分分相时钟钟，从而而达到1100pps的时时间分辨辨。为了了获得更更高的时时间精度度，在
18、最最高时间间分辨的的工作模模式中，利利用延迟迟线内插插技术，将将击中的的（Hiit）信信号延迟迟4次，各各个延迟迟均为225pss，分别别输入到到4个TTDC通通道中，各各自独立立地锁定定延迟环环电路的的32个个分相时时钟的状状态，实实现255ps时时间分辨辨。保证证了高精精度的时时间测量量要求。两两次内插插相当于于将一个个时钟周周期细分分为1228个状状态，因因此，相相对于粗粗计数器器的说法法，两次次内插机机制对时时钟状态态的记录录则可称称为“细细计数器器”的计计数。如图4.10-27 HPTTDC原原理方框框图当一次击击中发生生时，“HHit”信信号的时时间标记记，即：“粗”计计算器的的当
19、前计计数和“细细”计数数器记录录的这一一时刻时时钟的状状态被存存入通道道缓存器器（Chhannnel Buffferr），其其时间分分辨为225pss。当LL1触发发信号到到达时，“粗粗”计算算器的当当前计数数被作为为触发时时间标记记存入触触发存储储器(TTrigggerr FIIFO)，其时时间分辨辨为255ns。数据缓存存处理部部分数据缓存存处理部部分完成成“Hiit”时时间信息息的编码码，并存存储在一一个数据据缓存器器（L11 Buuffeer）中中。 只只有那些些满足触触发匹配配（Trriggger Mattch）的的事例，其其“Hiit”时时间数据据才会被被挑选出出来，送送入输出出缓
20、存器器（Reeadoout FIFFO）读读出。触触发匹配配机制由由“粗”计计算器的的初始值值（Offfseet），触触发时间间标记的的初始值值（Offfseet）和和Triiggeer LLateencyy三者之之间的关关系给出出。当HHPTDDC的“粗粗”计算算器工作作在环行行计数器器模式时时，其三三者之间间的关系系如式33-1给给出：Lateencyy=(Coaarsee_coountt_offfseet)-(Trriggger_couunt_offfsett)MModuuluss(2*122) (33-1)如图4.10-28所所示：用用对应于于一次LL1触发发信号所所记录的的触发时时间
21、标记记计数，减减去Trriggger Lattenccy的大大小，得得到一个个实际上上是束流流对撞时时刻的时时间标记记（严格格地讲，是是对应于于束流对对撞时刻刻的400MHzz时钟时时间标记记）。依依此时间间点打开开一个时时间窗，寻寻找对应应的“HHit”时时间标记记。对BBESIIII的的TOFF时间测测量而言言，时间间窗应为为60nns。包包含在这这个时间间窗的“HHit”时时间计数数即为触触发匹配配的事例例，可以以送入输输出缓存存器（RReaddoutt FIIFO）等等待读出出。整个个过程采采用了流流水线的的工作方方式。图图4.110-229是一一个基于于触发匹匹配的时时间窗示示意图。
22、图4.110-228 数数据驱动动TDCC的概念念图4.110-229 基基于触发发匹配的的窗口HPTDDC的时时间测量量，直接接得到的的是粒子子到达探探测器的的“Hitt”时间与与对应的的L1 Triiggeer时间间。粒子子的飞行行时间，则则要通过过离线分分析，根根据Trriggger Lattenccy的大大小（在在BESSIIII触发系系统设计计中，目目前为33.2mss），找找到相应应对撞时时间所对对用的时时钟信号号，再通通过束团团与束团团之间所所固有的的时间关关系，推推算出粒粒子真正正的飞行行时间。使用HPPTDCC的两种种可能的的方法：目前已知知HPTTDC存存在着一一些缺陷陷，
23、主要要是由于于40MMHz时时钟信号号以及逻逻辑电路路串扰带带来的微微分非线线性。根根据20002年年7月最最新版本本（Veer.22.1）HHPTDDC芯片片使用手手册，HHPTDDC1.2版本本的芯片片在最高高时间分分辨工作作模式时时，其时时间分辨辨的均方方根值为为58.9pss，经过过查表校校正，可可以达到到17pps。如如图4.10-30和和表4.10-3所示示。我们们期待着着在20002年年年底的的新版本本，也就就是 HHPTDDC的最最后版本本中，这这些非线线性问题题可以得得到校正正。稳妥起见见，为了了保证TTOF电电子学225pss的时间间分辨，在在HPTTDC使使用中， 我们准
24、准备两种种方案：单独使使用HPPTDCC芯片或或使用时时间扩展展电路（TTimee Sttrettcheer，简简写为：TS）配配合HPPTDCC芯片方方案。后后者类似似于BEELLEE试验的的时间测测量方案案。若在HPPTDCC的最后后版本中中，非线线性问题题可以得得到校正正。则单单独使用用HPTTDC芯芯片是可可行的，也也是最简简单的方方案。图 4.10-30 HPPTDCC工作在在最高时时间分辨辨模式的的微分非非线性和和积分非非线性 （基基于码密密度测试试方法）表4.110-33 基基于电缆缆延迟方方法测试试的HPPTDCC时间分分辨ModeeResooluttionnLow resso
25、luutioon0.344 biin(2265pps)Mediium ressoluutioon0.444 biin(886pss)Highh reesollutiion0.655 biin (64pps)Highh reesollutiionDLL tapp addjusstINL tabble corrrecctioon0.355 biin (34pps)Veryy hiigh ressoluutioon2.4 binn (558pss)Veryy Hiigh ressoluutioonDLL tapp addjusstINL tabble corrrecctioon0.722 biin
26、(17pps)由于HPPTDCC的同一一通道具具有同时时测量信信号前、后后沿的能能力，做做为后备备的方案案，一个个时间扩扩展电路路可以放放在HPPTDCC之前，时时间扩展展系数为为4，HHPTDDC则工工作在1100pps时间间分辨模模式。我我们正在在设计一一个将HHPTDDC和KKEK设设计的时时间扩展展电路结结合在一一起的测测试电路路，对这这一模式式进行评评估。 3电荷荷测量对于电荷荷测量，有有两种方方案可供供选择：幅度测测量和波波形数字字化。幅度测量量是传统统的电荷荷测量方方法，其其原理是是对光电电倍增管管输出的的电流信信号进行行积分，积积分器的的信号幅幅度代表表了光电电倍增管管输出的的
27、总电荷荷量。由由于信号号的上升升时间是是相同的的，因而而可以由由信号的的幅度信信息近似似推出由由于固定定的甄别别阈带来来的时间间误差。到到目前为为止，世世界上主主要的物物理实验验的TOOF电子子学都采采用这种种方法。因因而，这这种方法法是成熟熟的。波形数字字化是用用高速的的ADCC电路将将光电倍倍增管输输出的信信号波形形全部记记录下来来。很显显然，波波形数字字化方法法可以提提供更多多和更精精确的信信息，包包括幅度度，上升升和下降降时间。这这将非常常有利于于修正幅幅度-时时间游动动效应带带来的误误差，以以及修正正基线漂漂移，堆堆积等因因素带来来了的误误差。但但由于光光电倍增增管的输输出信号号是一
28、非非常快的的信号，上上升时间间一般在在10nns以下下。将如如此快的的信号波波形数字字化需要要非常快快的ADDC电路路。虽然然近年来来商用的的闪电型型ADCC（FAADC）速速度已高高达每秒秒数百兆兆次变换换（MSSPS），甚甚至一千千兆次变变换（GGSPSS），但但价格非非常昂贵贵，且功功耗无法法忍受。所所以一直直未能在在TOFF电子学学中看到到应用。LLBNLL实验室室研制的的ATWWD（AAnallog Traansiientt Waavefformm Diigittizeer）4 芯片使使这一愿愿望可能能实现。在我们的的设计中中，将首首先考虑虑波形数数字化方方法进行行电荷测测量。目目前
29、正在在进行AATWDD芯片的的评估板板设计，待待测试结结果再做做最后的的决定。因因此，幅幅度测量量方法仍仍作为备备用的方方案考虑虑。 ADCC精度无论采用用那种方方法，都都必须估估算ADDC的精精度，或或者说AADC的的位数。初初步考虑虑，设低低甄别阈阈在500mV左左右调节节，高甄甄别阈在在2500mV左左右调节节。电荷荷测量的的目的是是进行幅幅度-时时间游动动修正，因因为只有有高于高高阈甑别别器甑别别阈的PPMT信信号才进进行时间间测量，因因此，无无须对幅幅度低于于高甄别别阈的PPMT信信号进行行幅度测测量。由由于信号号幅度越越小的PPMT信信号，其其幅度-时间游游动误差差越大，所所以，刚
30、刚刚高于于高甄别别阈的PPMT信信号，其其幅度-时间游游动误差差最大。根根据Vaarneer的分分析方法法5 ，我我们可以以估算用用于电荷荷测量的的ADCC的精度度。设上升时时间近似似为一条条直线，并并假设幅幅度-时时间游动动修正后后允许的的时间误误差为110pss。由图图4.110-331的几几何关系系可得： （33-2）这里，为为PMTT信号的的上升时时间（44ns）；为高甄甄别阈；为幅度度-时间间游动修修正后允允许的时时间误差差（100ps）。则则ADCC的LSSB应等等于100ps在在最小幅幅度的PPMT信信号幅度度处所对对应的幅幅度误差差（），也也就是刚刚刚超过过高甄别别阈的所所对应
31、的的所对应应的幅度度误差（）。因此，有：（3-33）图4.110-331 AADC的的LSBB估算事实上，由由于信号号幅度越越大的PPMT信信号，其其幅度-时间游游动误差差越小。对对于100ps的的低甄别别阈处引引起的时时间误差差，在高高甄别阈阈处对应应的幅度度范围是是3.116mVV。而对对于3VV 处的的PMTT信号，对对应的幅幅度范围围是约5530mmV。或或者说幅幅度高于于3V的的PMTT信号有有5300mV的的幅度变变化时， 在低甄甄别阈处处引起的的时间误误差为110pss。因此此可以忽忽略3VV以上的的PMTT信号对对幅度-时间游游动误差差的影响响。所以以，设最最大幅度度为3VV，
32、动态态范围可可用式（33-4）来来计算。 （3-4）由式（33-4）可可知，要要求用于于电荷测测量的AADC至至少为110位精精度的AADC。需要注意意的是，上上述分析析公式是是在将上上升沿近近似为直直线的假假设下进进行的。在在采用波波形数字字化后，由由于采样样间隔至至少可达达1nss，对前前沿有44次采样样，这种种情况下下，可以以对前沿沿进行高高阶逼近近，所得得精度会会进一步步得到提提高。因因此，在在波形数数字化中中，100位精度度的ADDC是足足够了。在在幅度测测量方法法中，考考虑到实实际的有有效位，采采用122位的AADC是是比较保保险的做做法。 波形数数字化方方法ATWDD工作原原理A
33、TWDD是一个个10位位4通道道的A/D变换换芯片，其其采样频频率范围围为0.322GSPPS。完完全可满满足BEESIIII的TTOF电电子学需需要。不不同于普普通的FFADCC，ATTWD将将采样和和数字化化分时进进行。在在采样工工作模式式，外部部触发信信号（高高甄别器器输出信信号）启启动ATTWD同同时对44个通道道的输入入波形进进行高速速采样，并并将采样样值分别别立即存存入由电电容器构构成的模模拟存储储器，每每个通道道有独立立的1228个电电容器用用以保持持1288次采样样值；在在数字化化工作模模式，片片内的1128个个Willkinnsonn型ADDC并行行地同时时对一个个通道的的1
34、288个电容容器保持持的采样样信号进进行变换换，并由由4:1多路路器切换换，完成成4个通通道的数数字化。尽管ATTWD的的采样频频率可高高达2GGSPSS，但它它并不需需要外部部提供相相应高的的时钟频频率，采采样时序序控制由由内部逻逻辑提供供。ATTWD只只需要一一个400MHzz频率的的外部时时钟给WWilkkinsson型型ADCC的计数数器使用用。这将将使电路路设计大大为简单单，同时时避免了了超高速速时钟和和相应数数字逻辑辑电路对对模拟信信号的干干扰。另另外，WWilkkinsson型型ADCC的使用用，避免免了FAADC中中大量高高速比较较器的使使用，极极大地节节省了功功耗。44个通道
35、道集成在在一个552脚的的芯片上上，也大大大提高高了集成成密度。这这些都极极为有利利于TOOF电荷荷测量电电路的设设计。 ATTWD的的变换时时间由于ATTWD内内部采用用Willkinnsonn型ADDC，因因此变换换时间比比较长。尽尽管400MHzz时钟的的两个沿沿都被AATWDD使用，对对于满幅幅度的信信号，一一个通道道的变换换时间仍仍在155ms左右右。对于于4K/s的平平均计数数率来说说，这会会带来一一个较大大的测量量死时间间。另外外，由于于四个通通道共用用一套AADC，数数字化四四个通道道的输入入信号将将需要大大约600ms。 “乒乓乓”工作作模式为了克服服由于AATWDD变换时时
36、间带来来的死时时间，我我们计划划采用“乒乒乓”工工作模式式，用两两个通道道完成一一个PMMT信号号的波形形数字化化。由于于一片AATWDD芯片中中的4个个通道是是由同一一个触发发信号启启动工作作，“乒乓”工作模模式时的的通道切切换必须须在两个个ATWWD芯片片之间进进行。图图4.110-332是其其原理方方框图。每一个AAWTDD芯片接接受两个个相邻的的塑料闪闪烁体的的4路光光电倍增增管（PPMT）输输出信号号，即：同一个个塑料闪闪烁体的的两端光光电倍增增管的输输出信号号被输入入到同一一个AWWTD芯芯片中。如如图4.10-32所所示：AA，B两两个AWWTD芯芯片通过过一个44路1:2模拟拟
37、信号多多路器接接受4路路PMTT输入信信号。由由于相邻邻塑料光光闪烁体体同时被被“击中中”的可可能性较较小，虽虽然当某某塑料闪闪烁体被被击中时时，一个个AWTTD芯片片的四个个通道同同时开始始采样，但但只有同同一个塑塑料光闪闪烁体的的两个通通道有数数据，数数字化时时也只需需变换这这两个通通道的信信号。因因此，对对一个AAWTDD芯片来来说，其其死时间间为300ms。图4.110-332 AWTTD“乒乓”工作模模式原理理方框图图但是，这这种“乒乓”工作模模式只能能解决在在死时间间内同时时出现两两次“击中”的问题题，若这这时再有有第三个个“击中”事例出出现，则则第三个个“击中”事例只只能舍弃弃。
38、不过过，同时时出现三三次“击中”事例的的概率很很小。按按照泊松松分布，设设平均计计数率为为，则在在t（330ms）时时间内出出现3次次“击中”事例的的概率6为为： = （33-5）出现3次次“击中”事例的的概率很很小，可可以忽略略不计。 幅度度测量方方法幅度测量量采用了了基于“积分器器FAADC”的方案案，电路路由积分分器、FFADCC、流水水线FIIFO、寻寻峰电路路及读出出FIFFO组成成。原理理方框图图如图44.100-333所示：图4.110-333 幅幅度测量量的原理理方框图图原理上，这这个方案案并不复复杂。每每当PMMT信号号超过高高阈甄别别器的甄甄别阈，积积分电路路对输入入的PM
39、MT信号号进行电电荷-电电压幅度度转换，然然后由一一个122位ADDC进行行数字化化变换，其其输出的的数字数数据被存存入到一一个流水水线FIIFO存存储器中中。该流流水线FFIFOO存储器器的深度度应与流流水线FFIFOO存储器器L1触触发延迟迟时间相相匹配，当当L1触触发信号号有效时时，与此此时间对对应的数数据应正正好出现现在流水水线FIIFO存存储器的的末端等等待输出出。同时时，寻峰峰电路打打开一个个时间窗窗来寻找找峰值，峰峰值数据据减去基基线数据据后即为为代表本本次好事事例的数数据。 最后，事事例数据据被存储储在事例例缓存器器中等待待VMEE读出。幅度测量量方法的的读出电电路目前前正在设
40、设计之中中。4快时时间信号号当粒子击击中某塑塑料闪烁烁体的不不同位置置时，其其两端的的PMTT输出信信号的时时间不同同，最大大的时间间差发生生在粒子子击中在在某一端端时。这这时，Tmaxx= LL/C。其其中：LL是塑料料闪烁体体的长度度，C是是光在塑塑料闪烁烁体中的的传播速速度。只只有当粒粒子击中中塑料闪闪烁体的的中点位位置时，两两端的PPMT输输出信号号的时间间才相同同。因此此需要一一个时间间平均器器来得到到两端的的PMTT输出信信号的平平均时间间，无论论粒子击击中在塑塑料闪烁烁体的什什么位置置上，时时间平均均器都在在一个相相同的延延迟时间间后，产产生出快快时间信信号给触触发系统统。图44
41、.100-344是一个个数字延延迟线时时间平均均器的工工作原理理图。具具体电路路设计正正在考虑虑之中。 图4.10-34 数字延延迟线时时间平均均器4.10.3.4 系统时时钟为了精确确地测量量粒子的的飞行时时间，TTOF电电子学系系统必须须知道每每一个事事例对应应的束团团对撞的的精确时时间。在在BESSII系系统中，TTOF电电子学采采用了所所谓的“PicckUpp”信号作作为束团团对撞的的时间零零点。“Picck UUp”信信号是由由距离碰碰撞点很很近的钮钮扣型“Beaam pposiitioon mmoniitorr”感应产产生的，可可用来表表示束团团对撞的的时间零零点。但但在BEESI
42、III系统统中，由由于：（11）束团团对撞的的周期非非常小，为为8nss；（22）束团团长度大大大减少少，使得得“Picck UUp”信号的的宽度很很窄，约约为几百百ps，上上升、下下降时间间都非常常快，只只有1000pss左右。处处理这样样快的信信号是极极其困难难的。TOFIIII电电子学系系统将采采用与对对撞时间间严格同同步的加加速器RRF时钟钟信号来来代替“PicckUpp”信号。频频率为440MHHz的参参考时钟钟可以从从加速器器的4999.88MHzz的RFF信号产产生。由由于加速速器的4499.8MHHz的RRF信号号的频率率稳定性性非常好好，精度度为100-6，因此此可以由由该R
43、FF时钟源源产生出出高质量量的时钟钟信号来来。鉴于当前前的BEEPCIII加速速器时序序系统设设计方案案中并未未考虑TTOFIIII 电子学学对400MHzz时钟的的需求。我我们必须须考虑自自己设计计一个高高性能的的40MMHz参参考时钟钟系统。40MHHz参考考时钟电电路将由由三部分分组成：1400MHzz时钟产产生电路路。2800米远距距离时钟钟传输电电路。31:N时钟驱驱动和分分布电路路（时钟钟扇出）。电路框图图如图44.100-355所示。图图4.110-335的考考虑是在在RF源源的控制制室先生生成400MHzz的时钟钟信号，然然后传输输到TOOF实验验室再分分布和驱驱动。若若BEP
44、PII采采用与KKEKBB加速器器类似的的时序系系统，或或者400MHzz的光电电转换器器件不够够好，也也可以考考虑直接接传输RRF高频频信号，在在TOFF实验室室再产生生所需的的40MMHz时时钟。其其方框图图如图44.100-366所示：图4.110-335 440MHHz参考考时钟电电路方案案一图4.110-336 40MMHz参参考时钟钟电路方方案二为满足880pss的总时时间分辨辨指标，440MHHz的时时钟信号号的晃动动（均方方根值s）应应不大于于20pps。为为实现这这一目标标，电路路设计有有以下考考虑：1400MHzz时钟产产生从4999.8MMHz的的RF时钟钟源产生生40M
45、MHz的的参考时时钟，可可以有两两种途径径：采用用锁相环环（PLLL: Phaase Locck LLoopp）技术术。采用用分频技技术。锁相环方方法利用单片片的锁相相环芯片片设计440MHHz时钟钟产生电电路将是是最佳的的方法。一一是可以以利用锁锁相环技技术来滤滤除输入入时钟信信号的高高频噪声声，对输输入时钟钟信号进进行“提纯”；二是是电路简简单，避避免不必必要的电电路带来来的时钟钟信号抖抖动。锁锁相环方方法的电电路方框框图如图图4.110-337所示示：图4.110-337锁相相环方法法的电路路方框图图锁相环芯芯片可以以考虑采采用MIICREEL公司司的SYY8944217 ，其输输入频率
46、率范围为为305600MHzz，输出出范围为为2011220 MMHz。输输出晃动动的典型型值为110pss（RMMS）。目目前，我我们仍在在调研，寻寻找信号号晃动更更小的锁锁相环芯芯片。分频方法法采用分频频电路来来完成440MHHz时钟钟信号的的产生也也是一个个可行的的方法。为为了保证证时钟信信号的晃晃动指标标，分频频电路可可以用EECLiinPSS系列8 的芯片片设计。如如MC110E001688位二进进制同步步计数器器。图4.110-338分频频方法的的电路方方框图2800米远距距离时钟钟传输对于800米远距距离的时时钟信号号传输，目目前的设设想是采采用光纤纤传输。相对于同同轴电缆缆，光
47、纤纤传输具具有许多多优点。如如： 良良好的电电磁抗干干扰性。 较小的电子学噪声。 信号衰减小。 温度稳定性好，等等。因此，为避免高精度40MHz时钟在远距离传输中受到外界电磁场的干扰，减少信号衰减和晃动，时钟信号传输媒介拟采用光缆。另外，为了尽量减少温度变化所带来的影响，我们计划采用一种具有相位稳定性能的光缆（Phase Stabilized Optical Fibel：PSOF）9。PSOF光缆的温度系数非常小，只有，而普通光缆的温度系数约为。 根据KEKB的测量，当传输距离等于或小于100米时，不用反馈也可以得到高质量的时钟信号，其短时间晃动为。PSOF光缆已为多个高能物理实验室采用，如LEP10，Spring11，KEKB12， KEK-ATF13 和SLAC。KEKB采用的PSOF光缆是由日本SUMITOMO公司14和FURUKAWA ELECTRIC公司15生产。可以考虑作为选购的参考