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1、CMOS门电路施密特触发器及其应用性能特点性能特点 在数字集成电路中，表示逻辑门电路或反相器输入电压和输出电压的关系称为电压传输特性。在输入电压VIn正向输入(从0增加到VCC)和反相输入(从VCC下降到0)的过程中,CMOS反相器的传输特性在同一个电压发生转折,特性曲线是可逆的.如图3-22(a)所示.而且,在设计和工艺制作过程中，都尽量保证转换电压VT=1/2VCC.面施密特触发器则是具有迟滞作用的一种电路结构.所谓迟滞作用,是指正向输入电压达到正阈值电压VT+时传输特性发生转换,但是反相输入电压下降到VT+时传输特性并不转换,而是继续下降到负阈值电压VT-时才发生转换,图3-22(b)为
2、CMOS施密特触发器的传输特性，正负阈值电压之差称为迟滞电压，以VH表示，即VH=VT+-VT-.典型的施密特触发器，其VT+和VT-是关于Vin=1/2VCC对称的。作为延迟滞作用的结果，施密特触发器具有良好的抗扰度和改善脉冲沿口的作用。图3-22 CMOS反相器和施密特触发器的传输特性 图3-23 多谐振荡器应用实例应用实例1、多谐振荡器、多谐振荡器 由一个反相施密特触发器（HC/HCT14）、一个电阻和一个电容组成的多谐振荡器如图3-23所示，这是一种结构最简单、包含元件数最少的振荡器，器件的输入和输出管脚只有两个。而用逻辑门组成RC振荡器需要两个门，输入和输出管脚数共有4个，安装、焊接
3、和连线都比施必特触发器费时。当反相器输出高电平时，通过电阻R对电容器C充电；反之，当反相器输出低电平时，电容器放电，周而复始一形成振荡，在输出端得到矩形波。振荡周期T可以表示为：可见振荡频率和占空比取决于VT+/VT-之比,当VT+和VT-关于VCC/2对称时,输出波形的占空比为50%。用HC/HCT132(2输入与非施密特触发器)代替HC/HCT14,就组成可控多谐振荡器,如图3-24所示.当启动/禁止输入为“0”电平时，振荡器停振;当启动/禁止为“1”电平时,振荡器工作。占空比可变的多谐振荡器占空比可变的多谐振荡器 利用二极管的单向导电作用,给电容器提供独立的充电和放电回路,通过改变R1和
4、R2,就能控制振荡器的占空比，这种电路如图3-25所示.计算充电和放电时间的公式如下：图3-24可控多谐振荡器 图3-25占空比可变的多谐振荡器改变电阻阻值，就可以达到T1=T2，使输出波形的占空比为50%。3、正弦波至方波转换器、正弦波至方波转换器 如图3-26所示，与非门74HC132的一输入端接VCC，这时它等效为一个反相器。当两个电阻器R1和R2 的阻值相等时，电阻分压器为与非门的另一个输入端提供VCC/2的直流偏压，使输入正弦的最大振幅不受限制。输入耦合电容器从正弦波中去掉任何直流成分，在输出端得到方波输出信号。图3-26 正弦波至方波转换器4、单稳态电路、单稳态电路在数字系统中，常
5、常需产生一种边沿触发脉冲，图3-27就是由施密特触发器组成的上升沿触发和下降沿触发的单稳态电路。输出脉冲宽度为：上升沿触发 下降沿触发 图3-27单稳态电路延迟电路延迟电路我们经常用简单的RC网络来实现信号的延迟。但是如果使用一个大电容器,被延迟信号的上升时间和下降时间就会大大增加,出现振荡和同步问题.用施密特触发器组成的延迟电路能避免这些问题,由于它们的高输入阻抗允许使用大电阻,因此在RC网络中可以使用廉价的小容量电容器.延迟电路如图3-29所示,在施密特触发器的输入端接一个RC延迟电路,用来延迟输入脉冲的上升沿和下降沿。输入上升沿的延迟时间td1下降沿的延迟时间td2 分别为 图3-29
6、RC延迟电路最长RC时间延迟上升沿和用最短RC时间延迟下降沿 脉冲扩展器和脉冲压缩器脉冲扩展器和脉冲压缩器在图3-29的RC延迟电路中用一个二极管与电阻器R并联,并且将其正极接Vin,就组成图3-31(a)的脉冲扩展器.其工作过程是:输入信号Vin正跳变后，二极管正向导通,由于其导通电阻比R小得多,Vin就通过二极管对电容器C充电,这就显著地减小了充电时间常数,使A点的电压很快上升到了VT+,进而使V0的状态发生变化.在Vin负跳变时,二极管截止,电容器C仍然通过R放电,工作过程与延迟电路相同.脉冲扩展器各点的波形如图3-31(b)所示,扩展宽度Td与延迟电路的td2相同。将脉冲扩展器中与电阻
7、器R并联的二级管正、负极对调，就成为脉冲压缩器，如图3-32所示。在输入脉中Vin的上升沿，二极管截止，R、C元件充电过程与延迟电路完全相同。当Vin负跳变后二极管导通，A点电压经过它迅速放电，使施密特触发器的状态翻转。脉冲压缩宽度Td的表示式与延迟电路的td1相同 二倍频器二倍频器如图3-37所示，微分电路C1R1T C2R2分别接在IC1a（反相器74HC14）的输出端和输入端，因此当它的输入端加入方波时，在方波上升沿和下降沿，两个微分电路输出的微分波形如图3-37中波形A和B所示。二极管D1和D2选择方波下降沿产生的微分波形，因此在输入方波改变状态时，C点总是负跳变脉冲，从IC1B输出端
8、就可得到输入波形两倍频率的正脉冲，其宽度是可以调节的，由时间常数R3C3决定。图3-37 二倍频器 注意：当输入信号占空比不是50时，输出的2倍频信号的间隔不是均匀的。在应用中要注意。负电源产生电路负电源产生电路很多低功耗系统要求负电源，例如包含运算放大器和模拟开关等元件的系统，以便提供双相输出。下面就介绍由施密特触发器74HC14组成的三种负电源产生电路。图图3-38 负电源产生电路负电源产生电路第一种负电源产年电路如图3-38所示.在同一个集成块内的五个反相器并联,与另一个反相器一起组成RC矩形波发生器,在图示元件参数之下其输出频率约为125kHz.由电容器C2和二极管D1组成电荷泵,把振
9、荡器的输出信号转换为负电压,工作过程是:在振荡器输出的正半周,二极管D1导通,将输出电平箝位于二极管的正向压降Vd，其值为左右。当输出转换到负半周时，D1上的电压就下降到-VCC+Vd，经过二极管D2整流和电容器C3滤波后输出负电压。在VCC=5V的情况下，当没有负载时输出电压约为-6V；当负载电流约为1mA时,输出电压为-4V;如果输出电压变为-2.5V,负载电流达到10mA是可能的,因为振荡器输出级由五个反相器并联,能提供较大的输出电流.图3-38 负电源产生电路图3-39第二种负电源产生电路由74HC14组成的第二种电源产生电路如图3-39所示.当电源电压为36V时,这个电路提供的稳定电
10、压为-18V。图中反相器IC1a组成多谐振荡器,它驱动三个并联反相器,然后再驱动二个并联反相器.C1-C3和D1-D4组成电荷泵,它把电荷从C1转存到C2,接着再转存到C3.电压逐级变负,每一级的电压都比前一级低一个二级管压降.在电荷转存入C3时,输出电压Vout变得更负，最终使D1正偏导通，将IC1a输入端的电压箝位于比振荡器正阈值低的电平。因此，IC1a起门控振量器的作用，当Vout下降到低于某一定值时其关闭，当Vout电压上升时起振门控振荡器。供电压控制。图中VIN等于74HC14的电源电压，调节10k电位器可改变Vout。此电路能调整到大约0.5%，传输电流15mA。如果增多级数，并且
11、把更多反相器并联增加电流传输能力，是可能产生更大负电压的。图3-39第二种负电源产生电路 图3-39第二种负电源产生电路第三种用施密特触发器组成的负电压变换器如图3-40所示。一个74HC14反相器和R、C组成振荡器，为增加输出电流，将另外五个反相器并联作为振荡器的输出缓冲器。在缓冲器输出波形正半周，输出电流沿C1、D1至地，二极管D1导通，将电压箝位于左右；在输出波形负半周，二级管D1正端电压跌到接近-Vcc，经二级管D2整流和电容器C2滤波后，输出负电压。当电源电压Vcc=5V时，在输出负载电流较小的应用中，输出负电压可达到。最大输出电流为510mA。图3-40第三种负电源产生电路倍压发生
12、器倍压发生器在图3-40的基础上对电路作适当的变动，就可以产生比电源电压高得多的输出电压。图3-41是一个产生10倍电源电压的高压发生器。由两个相反器并联作为振荡器的输出缓冲器，它们输出波形的幅度接近电源电压的幅度。考虑到二极管的损耗以及缓冲器的电压降，实际输出电压为电源电压的78倍。图3-41 倍压发生器 二倍压整流电路二倍压整流电路多倍压整流电路具有两种输出的防抖动电路具有两种输出的防抖动电路在数字电路中，任何开关或按键都可能因机械触点在闭合时要上下抖动几次而引入干扰。这个缺点通常可用RS双稳电路来克服，但是本文表明，利用单稳电路也能达到目的。图图3-43 具有两种输出的防抖具有两种输出的
13、防抖动电路动电路在图3-43的电路中，由两个门电路组成单稳时间为100ms的单稳电路（按键的抖动时间一般为20ms）。静止工作状态下，反相器IC1b的输入电平等于电源电压，因此其输出端为低电平。这个低电平通过R3连接到IC1a的输入端，于是IC1a输出高电平，C1不充电。当开关S1闭合时，R1和R3串联，由于R1R3，电源电压主要降落在R3上，使IC1a的输入端变为高电平，其输出则变为0电平。从图3-43的波形可以看出，由于IC1输出电平（波形B）的负跳变，这个0电平立即通过C1接到IC1b的输入端。该输入端保持低电平时间由R2和C1的时间常数决定。在此期间，由于IC1b的输出端和IC1a输入端都是高电平，故无论开关怎样抖动都不会起任何作用。当开关或按键放开时，值得注意的是受影响的只是输出端B，对输入端没有影响。因为C1放电需要时间。只有当C1放电之后，单稳电路才能被再次触发。两个门电路用HC/HCT型反相器就可以工作得好了，若使用施密特触发器反相器则更好。图3-43 具有两种输出的防抖动电路