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1、GSM/GPRS 无线通信模块射频部分硬件设计1、引言 随着无线通信技术的发展，各种无线通信设备已经广泛应用于人们日常生活、工作的各种场合，为人们的生产、生活提供了各种便利。芯讯通(SIMCom，以下简称 SIMCom)作为一家专业的无线通信模块设计、销售公司，立志于为客户提供高集成度、易于使用的各种无线通信模块，以帮助客户更好的实现各种无线通信应用方案的设计。SIMCom 提供的无线通信模块具有极高的集成度，客户的集成和使用非常的简单和便利，只需要添加一些简单的外围接口电路（如 SIM 卡电路、电源电路、通信接口等），即可完成产品无线通信功能的设计，而实现无线通信功能所必需的信号处理电路、收
2、/发信机电路等则都已集成在 SIMCom 提供的无线通信模块中了。一个简单的基于 SIMCom GSM/GPRS 无线通信模块的产品硬件框图如图 1.1所示：图 1.1 典型的产品硬件框图虽然 SIMComGSM/GPRS 无线通信模块具有极高的集成度，但客户的外围设计仍然相当重要。其中，天线、天线外围电路以及电源电路部分的设计，显得尤为关键，如设计不当，将会导致产品最终的射频性能受到较大的影响。基于此，为使客户能够更好的使用 SIMCom 提供的 GSM/GPRS 无线通信模块，设计出性能优越的GSM/GPRS 移动通信终端产品，缩短客户产品的设计周期，本文就影响产品射频性能的一些关键部分，
3、从理论基础及实际设计两方面，给出必要的建议供客户参考。全文内容主要分为三个部分，第一部分介绍一些基本的理论知识，其中涉及传输线，阻抗匹配及开关电源干扰特性分析等；第二部分介绍推荐的天线外围电路及电源电路设计；第三部分给出 PCB 设计的一些重要原则。2、一些基本理论 2.1 传输线 所谓传输线，是指能够导引电磁波沿着一定方向传输的导体、介质、或由它们共同组成的导波系统。广义的说，在射频电路设计中，传输线是最重要的基本元件。传输线有多种形式，且传输线的形式与所传输的电磁波的波型有关。在射频电路设计中，常见的传输线形式有双导线、同轴线、带状线和微带线等，其结构如图 2.1 所示。平行双导线同轴线带
4、状线微带线图 2.1 常见传输线结构在工程实践中，应根据不同的应用场合，选择合适的传输线形式，具体如表 2.1 所示：表 2.1 不同传输线形式的特点及应用场合传输线形式特点 应用场合 平行双导线形式简单，易于使用；辐射损耗大，抗干扰能力弱 低频信号传输系统以及要求不高的民用产品，如电力信号线的传输；老式电视的天线馈线系统 同轴线 屏蔽效果好；特性阻抗稳定；制造工艺复杂 特别适合高频、微波信号的传输，如 GSM/GPRS、3G 移动通信系统 带状线 屏蔽效果好；特性阻抗稳定；制造工艺简单 适合高频、微波信号传输，可应用于 PCB 工艺，如GSM/GPRS、3G 移动通信终端 微带线 特性阻抗稳
5、定；制造工艺简单；易辐射，且抗干扰性稍差 适合高频、微波信号传输，可应用于 PCB 工艺，如GSM/GPRS、3G 移动通信终端 由于传输线主要用来导引高频电磁波，此时，传输线的长度与高频电磁波的波长是可比拟的，因此，在讨论传输线的特性时，就不能直接应用集总参数理论去进行分析了，而必须考虑到所传输的电磁波的波特性。但是，当把传输线切割成任意无限小的较小线段时，集总参数的电路理论却仍然是成立的。可以得出任意无限小的一小段传输线的等效电路如图 2.2 所示：RLGCa()I zz+()V zz+zz+z()V z()I z+图 2.2 任意无限小传输线等效电路在工程实践中，对传输线特性的分析，通常
6、用传输线的输入阻抗、特性阻抗、反射系数、驻波比以及反射损耗等参数来衡量。1、特性阻抗在传输线理论中，传输线的特性阻抗是一个非常重要的概念，是指传输线上入射波电压与电流之比，或反射波电压与电流之比的负值。其定义式为：()()(2.1)()oVVRj LRj LZIIkGj C+=+在上式中，V+为入射波电压；I+为入射波电流；V为反射波电压；I为反射波电流。对于理想的无耗传输线模型，0RG=，特性阻抗的表示式可进一步简化为：(2.2)oLZC=对于不同的传输线模型，特性阻抗的计算公式总结如表 2.2 所示：表 2.2 不同结构传输线特性阻抗计算公式种类 平行双导线 同轴线 微带线 带状线 结构
7、2a 2a2b 特性阻抗 cosh()2oDaaZ=ln(/)2ob aZ=1/22/1:377ln(8)4211(1 12)0.04(1)22oeffrreffw hhwZwhhwwh 3772(1.393ln(1.444)3oeffZwwhh=+1/211(1 12)22rreffhw+=+28whoZarche=2、输入阻抗传输线上某一点z处的输入阻抗，定义为在该点电压和电流之比，即tan()()(2.3)tan()LoinooLZjZzZzZZjZz+=+在上式中，LZ为负载阻抗；oZ为传输线的特性阻抗；为电磁波的相速度；z为该点与负载之间的距离。3、反射系数传输线上任一点处反射波的大
8、小，可以用反射系数来表示。其定义为，传输线上改点反射波电压与入射波电压之比，即()()(2.4)()VzzVz+=特别地，在终端负载处，即0z=处，反射系数为：(2.5)LooLoZZZZ=+同样，可以得到在传输线的输入端，反射系数为：(2.6)soinsoZZZZ=+4、电压驻波比 当传输线终端负载与传输线特性阻抗不相等时，产生的反射波大小还可用驻波比（VSWR）来表示。其定义为，传输线上电压或电流的最大值和最小值之比，即maxmaxminmin|(2.7)|VIVSWRVI=进一步地，还可以用终端负载处的反射系数来表示：1|(2.8)1|ooVSWR=+5、反射损耗在实际电路中，信号源阻抗
9、和传输线特性阻抗之间，总是会存在一定程度的失配，从而导致信号功率的损耗。这部分损耗，通常定义为反射损耗，可表示为：210log()10log|(2.9)riniPRLP=上式中，rP为因阻抗失配产生的反射功率；iP为传输线的输入功率；in为传输线输入端的反射系数。传输线的工作状态与端接的源/负载阻抗有关，在假定传输线与源阻抗匹配的情况下，对于不同的传输线负载，传输线的工作状态可分为以下几种情形：（1）当传输线端接匹配负载（LoZZ=）时此时，在源端和负载之间没有任何反射发生，源端信号功率被最大的传输给终端负载。在这种情况下的反射系数、电压驻波比及反射损耗分别为：0 1 inoVSWRRL=图
10、2.3 传输线端接匹配负载时的工作状态（2）当传输线端接短路负载（0LZohm=）时在终端短路时，负载处的入射波全部反射到源端，且在负载处，入射波与反射波之间，呈现幅度相等，相位相反的现象。在这种情况下的反射系数、电压驻波比及反射损耗分别为：1 0 0inoVSWRRLdB=SVoZSoZZ=0LZ=inV|LrZinVV=图 2.4 传输线端接短路线时的工作状态（3）当传输线端接开路负载（LZ=）时在终端开路时，负载处的入射波全部反射到源端，且在负载处，入射波与反射波之间，呈现幅度相等，相位相同的现象。在这种情况下的反射系数、电压驻波比及反射损耗分别为：1 0 0inoVSWRRLdB=SV
11、oZSoZZ=inV|LrZinVV=LZ=图 2.5 传输线端接开路线时的工作状态（4）当传输线端接任意不匹配负载（,0,LoZZ）时在终端连接任意负载时，入射波部分被负载接收，部分反射回源端。反射波的大小，可由反射系数、驻波比等参数来衡量。SVoZSoZZ=LoZZinVrV图 2.6 传输线端接不匹配负载时的工作状态由上述介绍，可对传输线理论作进一步总结：（1）传输线主要用于高频、微波信号的传输。（2）在 GSM/GPRS 无线通信系统的射频电路部分，通常采用微带传输线形式。（3）传输线的工作状态与其特性阻抗、信号源阻抗及负载阻抗有关。（4）当传输线的特性阻抗与信号源及负载阻抗相匹配时，
12、可以工作在最佳的工作状态，信号源功率可以最大限度的被负载所接收。（5）当传输线的特性阻抗与信号源及负载阻抗不相匹配时，将会有驻波产生，信号源功率无法全部被负载接收。特别地，当负载开路或短路时，负载端的入射波将全部反射回源端。（6）传输线的工作特性，可用反射系数、电压驻波比及反射损耗来表征。2.2 阻抗匹配 由 2.1 节传输线的介绍，可以知道，当传输线与源或负载端存在阻抗不匹配时，就会发生信号的反射现象，导致源端信号功率，无法最大限度地传输到负载端或被负载接收。为了解决这种问题，可在传输线的两端，分别加入阻抗匹配电路，以实现源、负载端与传输线的阻抗匹配，如图 2.7 所示：图 2.7 传输系统
13、匹配示意图阻抗匹配网络的实现，有多种方法，常见的有 LC 匹配网络、四分之一波长阻抗变换器、支节变换器、阶梯阻抗变换和渐变线变换器等。LCC阶梯阻抗变换线支节变换器渐变线变换器变换器LC阻抗匹配网络/4图 2.8 常见阻抗匹配方法在射频电路设计中，由于 LC 匹配网络具有更大的灵活性，对电路板的空间要求小，因此，这种阻抗变换方法是最常采用的阻抗匹配方法。同时，根据电路形式的不同，LC 匹配网络具有不同的电路形式，主要有 L 型、型、T 型等。如图 2.9 所示：Z1Z2Z2Z1Z2Z1Z3Z1Z3Z2L型（a）L型（b）T型型图 2.9 常见 LC 阻抗匹配网络形式在上述电路结构中，由于 L
14、型匹配网络所具有的匹配禁区特性，使得在某些情形下（当负载阻抗未知时），对于一种给定的 L 型匹配网络结构，无法实现负载与传输线的阻抗匹配。同时，对于 L 型匹配网络，由于无法控制其品质因数 Q，因此，为增加匹配网络的可调整范围，在实际电路设计时，一般选择 T 型或型匹配网络。在输入输出阻抗确定的情况下，可通过解析法计算型匹配网络中 L、C 的具体数值，其计算流程如下示例：例：假定信号源阻抗为 50ohm，负载阻抗为 5ohm，工作频率为 1GHz，带宽为 25MHz，试设计一个型匹配网络，实现源与负载的阻抗匹配。求解：1、确定品质因数 Q.由电路工作频率为 1GHz，带宽为 25MHz 的限定
15、条件，可以得出匹配电路的 Q 值应满 足：3140 (2.10)25cdBfGHzQBWMHz=2、计算镜像阻抗VR 型匹配网络实际上可以看作两个 L 型匹配网络的级联，如图 2.10 所示：图 2.10 型匹配网络及其等效的级联 L 型匹配网络 由上图可知，负载电阻 RL首先通过右边的 L 型匹配网络，变换到一个镜像电阻 Rv，再通过左边的 L 型匹配网络，变换到源阻抗 Rs。在该例中，镜像电阻 Rv可通过下式计算：2222()(2.11)(505)400.054sLVRRRQohm+=+=3、计算 L、C 值 进一步地，可通过如下步骤计算出匹配网络的 L、C 值：首先计算两个级联 L 型匹
16、配网络的 Q 值，1 (2.12)510.0549.57LRVRQR=1 (2.13)5010.05430.41sLvRQR=由公式：12 (2.14)LsRLVLQQC RQC RR=可分别计算出型匹配网络的 L、C 值为：120.34496.8305VLsRLR QLnHQCpFRQCpFR=由此，可以得到最终的型匹配网络为：2.11 最终的型匹配网络此外，阻抗匹配网络中 L、C 器件值的确定，除了可以采用上述示例中的解析法计算外，还可以采用 Smith 圆图的图解法来计算，具体可以参照1中的介绍。2.3 开关电源噪声 开关电源是利用半导体器件的开和关进行工作的，通过改变开/关的时间比来控
17、制输出电压的大小。由于它通常在 20kHz 以上的开关频率下工作，所以电源线路内的 dV/dt、dI/dt 很大，产生很大的浪涌电压和其他各种噪声，形成一个较强的电磁干扰源，从而对其它电路形成干扰。一个典型的开关电源框图及噪声回路如图 2.12 所示。图 2.12 开关电源框图及噪声回路 在开关电源电路中，噪声主要来自于以下几个方面：（1）开关回路的噪声 开关回路是噪声的主要来源。开关三极管 Tr频繁通断，使电路中产生高次谐波噪声。此外，脉冲变压器的初次级线圈 L1、L2回路有漏感，这将等效成一个电感串联在三极管 Tr中。当 Tr以很高频率通断时，等效电感上将产生很大的反电动势，形成噪声干扰。
18、（2）一次整流回路的噪声 在一次整流回路中，只有整流脉动电压超过电容 C1的充电电压的瞬间，电流才从电源输入 侧流入。所以，一次整流回路的输入端将产生电压波形畸变，形成噪声。（3）二次整流回路噪声 由于整流二极管 D5、D6存在反向电流，当交流电压频率较高时，反向电流明显增加，突变的反向电流在电感 L2、L3上产生很大的反电动势，形成噪声电压叠加在电压输出端。此外，高次谐波电流流过回路 L2D5L3C2和 L3C2D6时，也会产生辐射噪声。（4）控制回路的噪声 由于控制回路产生脉冲控制信号，它将成为噪声源。此外，控制回路的辅助电源有时也会 产生噪声。（5）负载的噪声 开关电源的负载常为数字设备
19、，该负载产生的噪声将通过开关电源或电源线辐射出去，或通过开关电源传导干扰其他设备。由于开关电源产生上述噪声干扰，所以必须将其抑制在允许范围内，才能广泛应用在各种设备中。一个典型的由开关电源电路产生的噪声信号频谱，如图 2.13 所示：Ref-20 dBmAtt 0 dB*eAtt 0 dB A 1 APMAXH*EXTEXREF99 MHz/Start10 MHzStop1 GHz*3DBRBW 100 kHzVBW 300 kHzSWT 100 ms-120-110-100-90-80-70-60-50-40-30-201Marker 1 T1 -64.88 dBm 879.96153846
20、2 MHz2Marker 2 T1 -67.39 dBm 894.000000000 MHz3Marker 3 T1 -63.44 dBm 935.038461538 MHz4Marker 4 T1 -72.77 dBm 948.461538462 MHz图 2.13 开关电源产生的噪声信号频谱 从图 2.13 可以看出，开关电源的输出信号中，包含了具有极宽频谱宽度的干扰信号，且高达 GHz频段，这主要是因为开关电源的输出信号中，叠加了负载回路产生的噪声所导致的。3、电路设计 3.1 天线外围电路 天线外围电路的设计，与天线的端口阻抗有关。主要可分为两种情况：1、天线端口阻抗为 50ohm当天
21、线端口阻抗为 50ohm 时，天线外围电路设计比较简单，如图 3.1 所示：图 3.1 天线阻抗为 50ohm 时的天线外围电路设计在图 3.1 中，GSM/GPRS 模块的射频信号接口直接通过一段特性阻抗为 50ohm 的传输线，与端口阻抗同样为 50ohm 的天线或天线连接器相连。2、天线端口阻抗非 50ohm根据第 2 节的讨论，当天线端口阻抗非 50ohm 时，传输线与天线之间就会出现阻抗失配，此时，为了使 GSM/GPRS 模块输出的射频信号功率能够最大限度的传输到天线，或者天线接收到的射频信号能够更好的被 GSM/GPRS 模块接收，必须在模块的射频信号接口与天线之间增加阻抗匹配网
22、络。具体如图 3.2 所示：图 3.2 天线阻抗非 50ohm 时的天线外围电路设计在图 3.2 中，阻抗匹配器件值的确定，可以通过测量天线端口的阻抗后，按照 2.2 节中介绍的设计流程来计算得到。此外，由于天线一般是定制件，天线的调试通常由天线设计公司来完成，因此，上述天线匹配电路器件值的确定，也可以由天线设计公司在调试天线的过程中确定。在天线未经调试前，上述电路中器件的默认值分别为：L1为 0ohm 电阻，C1、C2不贴。3.2 电源电路 根据 2.3 节的讨论可以知道，在开关电源电路的输出信号中，包含有许多噪声信号频谱，因此，当 GSM/GPRS 模块由开关电源供电时，就必须采取必要的电
23、磁干扰抑制措施，以减小开关电源噪声对 GSM/GPRS 模块射频性能的影响。推荐的开关电源噪声抑制电路如图 3.3 所示：图 3.3 推荐的开关电源噪声抑制电路在上述电路中，FB1 为铁氧体磁珠，其主要目的是用来滤除开关电源信号线上携带的干扰信号。在选择合适的型号时，需要注意磁珠的工作电流、直流阻抗等参数，能够满足电路工作的需要；C1、C2、C3 为旁路电容，其主要目的为滤除干扰信号和去耦的作用。上述电路中，磁珠和电容的常见取值为：位号 规格描述 型号 供应商 FB1 0805，220ohm+/-25%100MHz，DC 50mOhm,2A FBMH2012HM221-T TAIYO YUDE
24、N C1 3528，100uF+/-20%，6.3V，Tantalum TLJT107M006R0800 AVX C2 0402，47pF+/-5%，50V，C0G GRM1555C1H470JA01D Murata C3 0402，22pF+/-5%，50V，C0G GRM1555C1H220JA01D Murata 在图 3.3 所示电路中，铁氧体磁珠是电源滤波的关键器件，在选择时，需要考虑以下因素：（1）铁氧体磁珠应至少具有能够承受 2.0A 大电流的能力。（2）铁氧体磁珠的直流阻抗应应尽量低，以 50mOhm 以下为宜，否则当 GSM/GPRS 模块以最大功率发射时，将会在模块的电源输
25、入端产生较大的电压跌落，影响模块的正常工作。（3）在需要滤波的干扰信号频率范围内，铁氧体磁珠的阻抗应足够大，以便能够有效的滤除干扰。4、PCB 设计 4.1 布局设计 在电子产品中，良好的器件布局将有助于提升产品的性能。在进行器件布局时，以下是一些需要考虑的地方：1、整体布局应合理PCB 的整体布局应合理有序，以避免不同功能模块之间的相互影响。产品内的强干扰源电路与敏感电路之间，应保证足够的空间距离。图 4.1PCB 整体布局示例2、布局应使得 GSM/GPRS 模块的射频输出端口尽量靠近天线。这样可以使得射频走线的长度尽量短，从而可以使得射频线阻抗失配时产生的影响降低到最小。正确的模块摆放位
26、置如图 4.2 所示：图 4.2GSM/GPRS 模块与天线的正确位置3、电源滤波器件应尽量靠近 GSM/GPRS 模块的电源输入接口由于较长的电源线会带来较大的电感效应，因此，电源滤波器件的摆放位置，对其滤波效果有着非常大的影响。原则上，电源滤波器件应该尽量靠近 GSM/GPRS 模块的电源输入管脚。示意图如图 4.3 所示：图 4.3 电源滤波器件的布局示意4、GSM/GPRS 模块应尽量远离客户产品内的强干扰源电路产品内的强干扰源电路在工作时，将会产生非常丰富的电磁干扰信号，通过辐射的方式，影响到 GSM/GPRS 模块的射频接收性能。这些强干扰源信号包括嵌入式应用处理器电路、存储器电路
27、、高速数字信号处理电路、时钟振荡电路及开关电源电路等。强干扰源电路与GSM/GPRS 模块及天线的相对位置关系如图 4.4 所示：图 4.4GSM/GPRS 模块及天线与干扰源的相对位置关系4.2 PCB 叠层设计 在产品设计中，PCB 的叠层设计对产品的整体性能提高有着很大的帮助。通常，PCB 的叠层设计一般有两层板、四层板以及六层或以上的 PCB 板等几种叠层类型。以下即为对这些不同叠层设计的一些简单介绍。1、两层板两层板叠层结构的应用有着极大的局限性，通常只能应用于低速产品的设计。这是因为，两层板的两个铜箔层，既是布线层，同时也是电源层和地线层，地线的等电位特性较难保证，地线干扰往往很大
28、。此外，两层板设计中，信号线之间较难有很好的隔离，相互之间的串扰较大；信号线的环路面积一般也较大，使电路的抗干扰能力降低，同时也较容易对外辐射干扰信号。对于高速数字电路设计，较不适合采用两层板的设计方案。对于采用两层板叠层结构的产品，在进行 PCB 设计时，需要特别注意：A PCB 的布局应尽量使得干扰源远离敏感电路。这样可以降低干扰源对敏感电路形成的干扰。B 应尽量保证足够多的地线面积。这样可以尽量保证地线的等电位特性不被破坏。C 信号线的环路面积应尽量小。这样可以尽量减小信号回路的天线效应，以降低干扰信号的发射/接收能力。D 干扰源信号线应尽量远离敏感信号线。2、四层板相对于两层板，四层板
29、设计具有更好的电磁兼容性。在四层板设计中，可以设置专门的地线层和电源层，并可以使得地线层和电源层紧密相邻，因而电源信号的去耦效果较好。在四层板设计中，信号走线设计可以更合理，可以使得信号线的环路面积足够小，因而具有更好的干扰抑制能力。图 4.5 是四层板设计的两种常见的叠层结构：图 4.5 常见四层板叠层结构3、六层以上的 PCB 板六层以上的 PCB 板，具有极好的电磁兼容特性。这主要是因为，在六层以上的 PCB 板设计中，可以有更多的地线层，信号线的环路面积可以更小，信号线之间的相互隔离也可以更好，因而，可以更好的对电路中的干扰信号进行抑制。图 4.6 是六层以上的 PCB 板设计的一些叠
30、层结构示例：图 4.6 常见六层板叠层结构在 PCB 的叠层设计中，采用多层板设计（四层及以上）的产品，将具有更好的电磁兼容性能，可以有助于 GSM/GPRS 终端辐射灵敏度性能的提高。不过，由于 SIMComGSM/GPRS 模块的高度集成性，如果客户产品的外围电路非常简单，没有高速数字电路，那么如果设计得当，两层板的叠层设计也是一个非常经济的选择。但是，如果客户产品的外围电路非常复杂，且同时包含有许多高速数字电路，那么四层或以上的多层板设计，将会是一个更好的选择，可以明显的缩短客户产品的设计周期，减少电磁兼容问题的发生，改善产品的 GSM/GPRS 辐射灵敏度性能。在工程上，通常来讲，如果
31、数字电路的工作频率超过 5MHz，或者数字信号的上升/下降时间小于 5ns，那么就必须采用多层板的设计方案。4.3 关键器件的处理 1、GSM/GPRS 模块模块下方应避免携带强干扰信号的走线穿过。模块背面射频测试点的位置在第一层应镂空，且应在第一、二层避免有任何信号走线穿过。如图 4.7 所示：图 4.7GSM/GPRS 模块射频测试点处的处理对于多层板设计（四层及以上），模块射频引脚下方的第 1、2 层应镂空。图 4.8GSM/GPRS 模块射频接口的处理2、射频连接器目前，常用的射频连接器有 HRS/Murata 的超小型射频同轴连接器、具有开关功能的MM84302610 等，对于这些器
32、件，在进行 PCB 设计时，需要注意以下一些事项：对于采用盲埋孔的多层电路板设计，射频连接器的引脚下方第 1、2 层应镂空。GND20279-001E-01图 4.9 常见射频连接器的处理射频连接器的地信号引脚的处理。射频连接器的地信号引脚，应通过地孔连接到参考地平面，以保证接地的充分。示意如下：GND20279-001E-01图 4.10 常见射频连接器地引脚的处理3、射频线焊盘当客户出于成本考虑，省略掉射频连接器，将射频线直接以焊接的方式，固定在 PCB 板上时，对于射频线焊盘的处理，需要注意以下事项：射频线的焊盘尺寸应不宜太大。过大的焊盘尺寸，将会因寄生电容的存在，导致射频信号的较大损失
33、。如图 4.11 所示，推荐的射频线焊盘尺寸为 1.5mm*1.5mm。1.5图 4.11 推荐的射频线焊盘及尺寸焊接射频线时，建议的出线方向如图 4.12 所示。射频线的出线方向，应与 PCB 板上的射频走线在同一条直线上，这样可以减少射频信号的反射损耗。射频线内导体射频线外导体中间介质层射频线内导体射频线外导体中间介质层射频信号走线射频信号走线优劣图 4.12 射频线的焊接方式4、天线馈点当客户采用内置天线时，天线的馈点设计将因天线形式的不同而存在一定的差异，其设计的总体原则为：天线馈点尺寸应适当。天线馈点的尺寸不应太大，以满足生产工艺要求即可。天线馈点周围及下方所有层的铜箔，应镂空处理，
34、如图 4.13 所示。天线馈点的个数及其他要求，须参考天线供应商的建议。SIMCom GSM/GPRS无线通信模块RF_IN天线区域天线馈点周围及下方需净空图 4.13 天线馈点的处理4.4 PCB 走线的处理 在 PCB 设计时，射频线、电源线以及地线的处理，对产品的射频性能也有着极大的影响。以下是这些信号线的处理原则：1、射频线射频线应尽量采用微带线结构，保证特征阻抗为 50ohm。微带线特性阻抗的计算，可以按照表 2.2 中的公式，选择合适的阻抗线宽度、介质厚度来实现。此外，还可以利用一些小巧的工具软件来计算，如 Polar 仪器公司（http:/ CITS25、SI8000m等。图 4
35、.14 为采用 CITS25 工具的阻抗计算示例：图 4.14CITS25 工具的阻抗计算示例射频线应有明确的参考层，且参考层应保持完整。图 4.15 微带线的参考层射频线的长度应尽量短，这一点需要在器件布局时即予以考虑。射频线下方除参考层外，应避免其它任何信号线穿过。射频信号线应远离其它高速数字或时钟信号线。这些信号线会产生强烈的电磁干扰信号，对射频接收性能产生较大的影响。图 4.16 射频线应远离强干扰信号线射频线两侧应多打地孔。这样可以使得射频信号具有最小的回流路径。如图 4.17 所示：图 4.17 射频线两侧的地处理2、电源线电源线应保持足够的宽度。由于 GSM/GPRS 模块工作时
36、的峰值最大电流可达到 2A 以上，因此，电源线的宽度应具有能够承受如此高的电流的能力。根据经验，电源线的宽度应不低于 1.6mm。电源线应与地线紧密相邻。这样可以减小信号电流的环路面积，以降低干扰信号的辐射。图 4.18 电源线与地线应紧密相邻如果电源线给多个功能电路供电，应采用星形连接方式。这样可以减少其它功能电路产生的干扰信号与 GSM/GPRS 模块之间的产生影响；同时，也可以降低 GSM/GPRS 模块对其它功能电路的影响。图 4.19 电源的星形布线方法3、地线PCB 应有足够多的地线面积，以保证地线的等电位特性。地线应与高速数字信号线、时钟线等紧密相邻，以减小这些强干扰信号电流的回
37、路面积，降低干扰信号的辐射。射频线周围的地线应保持完整和连续。这样可以保证射频线特征阻抗的连续性，降低射频信号的损耗。对于多层板，PCB 上应尽量设置至少一个专门的地平面。这样可以减少干扰信号的辐射，提升产品的电磁兼容性。图 4.20 多层板的电源层与地层分布设计4.5 其它 PCB 设计注意事项 在产品 PCB 设计中，除了 4.14.5 节所述与 GSM/GPRS 模块射频性能密切相关的 PCB 设计注意事项外，还有一些重要的 PCB 设计技术必须采用，且这些技术的运用与否，对客户产品最终的射频性能，尤其是辐射灵敏度性能，有着非常重要的影响。这些技术，主要包括如下几个方面：屏蔽。对于易产生
38、干扰信号的功能模块电路，应设置单独的屏蔽罩，或至少预留屏蔽措施，以降低干扰信号的辐射。特别是高速数字电路、开关电源电路等强干扰信号源，则必须预留屏蔽措施，否则将严重影响到产品最终的辐射灵敏度性能。图 4.21 屏蔽措施示意电源去耦。数字集成电路的电源部分，应设置必要的电源去耦电路，这样可以减少干扰信号经由电源线向外辐射。数字集成电路电源线地线电源去耦电路图 4.22 电源的去藕外部接口的干扰滤波。外部接口信号电缆是重要的干扰信号辐射载体，因此，必须在外部接口处设置必要的干扰滤波电路，以便从源头抑制干扰信号的幅度。图 4.23 外部 I/O 接口的干扰滤波外部接口的屏蔽。对于携带强干扰信号的外部
39、接口信号电缆，除了干扰滤波外，还应设置必要的屏蔽措施，这样可以进一步减少干扰信号的对外辐射。图 4.24 外部 I/O 电缆的屏蔽尽量采用多层板设计。采用多层板设计，可以设置专门的地线平面，从而提升产品的整体电磁兼容性能。采取更多的有助于提升产品电磁兼容性及信号完整性的设计技术。更多的提升产品电磁兼容性和信号完整性的技术，可以参考专著23。实践证明，在上述这些 PCB 设计技术中，屏蔽及干扰滤波技术，是解决内部干扰辐射问题的重要解决手段。这些措施的正确运用，可非常显著的提高产品的电磁兼容性能，使得产品的 GSM/GPRS无线通信功能发挥最大的作用。参考文献：1ReinholdLudwig,PavelBretchko 著，王子宇等译.射频电路设计理论与应用.北京:电子工业出版社,20022Howard W.Johnson,Martin Graham 著，沈立等译.高速数字设计 HighSpeed Digital DesignAnHandbookofBlackMagic.北京:电子工业出版社,20043MontroseI.Mark.PrintedCircuitBoardDesignTechniquesforEMCCompliance.2ndEdition.IEEEpress,2000.,