北邮通信工程微波实验报告.pdf

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1、 信息与通信工程学院信息与通信工程学院 电磁场与微波实验电磁场与微波实验报告报告 实验题目：电磁场与微波技术实验 班 级：姓 名：学 号：日 期：2013 年 5/6 月 电磁场与微波技术实验报告 第 1 页 实验一实验一 分支线匹配器分支线匹配器 一、一、实验目的实验目的 1.掌握支节匹配器的工作原理；2.掌握微带线的基本概念和元件模型；3.掌握微带分支线匹配器的设计与仿真。二、实验原理二、实验原理 1.支节匹配器 随着工作频率的提高及响应波长的减小，分立元件的寄生参数效应就变得更加明显，当波长变得明显小于典型的电路元件长度时，分布参数元件替代分立元件而得到广泛应用。因此，在频率高达 GHz

2、以上时，在负载和传输线之间并联或串联分支短截线，代替分立的电抗元件，实现阻抗匹配网络。常用的匹配电路有：支节匹配器，四分之一波长阻抗变换器，指数线匹配器等。支节匹配器分单支节、双支节和三支节匹配。这类匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的，此电纳（或）电抗元件常用一终端短路或开路段构成。图 1.1 支节匹配器原理 单支节匹配的基本思想是选择支节到阻抗的距离d，使其在距负载d处向主线看去的导纳Y是0YjB形式。然后，此短截线的电纳选择为jB，根据该电纳值确定分支短截线的长度，这样就达到匹配条件。双支节匹配器，通过增加一支

3、节，改进了单支节匹配器需要调节支节位置的不足，只需调节两个分支线的长度就能达到匹配。双支节匹配存在匹配禁区。图中假设主传输线和分支线的特性阻抗都是012,Z ll、分别为两条分支线的长度，1d为负载与最近分支线的距离，2d为两分支线之间的距离，2d可以是/4、/8、3/8。本实验考虑2/8d的情况。电磁场与微波技术实验报告 第 2 页 2.微带线 从微波制造的观点看，这种调谐电路是方便的，因为不需要集总元件，而且并联调谐短截线特别容易制成微带线或带状线形式。微带线由于其结构小巧，可用印刷的方法做成平面电路，易于与其它无源和有源微波器件集成等特点，被广泛应用于实际微波电路中。我们仿真软件中有专门

4、计算微带线特性阻抗的程序，在主窗口顶部的 Window 下拉菜单的TXLINE 里。三、实验内容三、实验内容 已知：输入阻抗 75inZ 负载阻抗(6435)LZj 特性阻抗075Z 介质基片2.55r，1Hmm，导体厚度 T 远小于介质片厚度H。假定负载在2GHz时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网络分支线与负载的距离14d，两分支线之间的距离为28d。画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅值1.8GHz从至2.2GHz的变化。四、四、实验步骤实验步骤 1 建立新项目，确定项目中心频率为2GHz，步骤同实验一的 1-3 步。2 将归一化输入阻抗和负载阻抗

5、所在位置分别标在 Y-Smith 导纳图上，步骤类似实验一的 4-6 步。3 设计单支节匹配网络，在圆图上确定分支线与负载的距离 d 以及分支线的长度l 所对应的电长度，根据给定的介质基片、特性阻抗和频率用 TXLINE 计算微带线物理长度和宽度。注意在圆图上标出的电角度 360 对应二分之一波长，即。4 在设计环境中将微带线放置在原理图中。将微带线的衬底材料放在原理图中，选择 MSUB 并将其拖放在原理图中，双击该元件打开 ELEMENT OPTIONS 对话框，将介质的相对介电常数、介质厚度 H、导体厚度依次输入。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。5 负载阻抗选电阻与

6、电感的串联形式，连接各元件端口。添加 PORT，GND，完 电磁场与微波技术实验报告 第 3 页 成原理图，并且将项目频率改为扫频 1.8-2.2GHz.6 在 PROJ 下添加图，添加测量，进行分析。7 设计双支节匹配网络，重新建立一个新的原理图，在圆图上确定分支线的长度、，重复上面步骤 35。五、五、仿真过程仿真过程 1、单支节匹配、单支节匹配 在 Output Equation 中添加方程，代码如下：其中 zl、zin表示归一化后的负载阻抗和输入阻抗。b=step(-100,100,0.01)定义相角变量b从-100到 100，步长为 0.01弧度。R=zl*exp(j*b)表示模值为

7、zl，相角为 b的变量，对应等反射系数圆。Gamma=(Zl-Zo)/(Zl-Zo)表示反射系数。Rm=0.5*exp(j*b)-0.5 表示 g=1 的匹配圆。Rs=exp(j*b)表示纯电纳圆(单位圆)。绘制的圆图如图 1.2所示。标记出了归一化的输入阻抗 zin 和负载阻抗 zl。绘出了负载等反射系数圆 R，纯电纳等反射系数圆 Rs 和匹配圆Rm。图 1.2 单支节匹配 Smith 圆图 电磁场与微波技术实验报告 第 4 页 单支节匹配按如下步骤进行：首先从负载处（标号 15028）顺时针向源沿等反射系数圆 R移动到与匹配圆交点处（标号 18746），可知移动了 93.57+104.6=

8、198.17（注意到圆图上 360对应半波长，故计算采用的角度为 198.17/2=99.085），对应的电尺寸可以使用 TXLINE计算器得到，为 L=28.800mm，W=0.14373mm。图 1.3 TXLINE 计算单支节离负载距离 其次从标号 18746 点处，得到单支节传输线阻抗为0.521j，在 Rs 圆上作出该点（标号为 10097），其角度为 55，从开路点向源方向顺时针旋转到该点，可知移动了 305,L=44.586mm，W=0.14373mm。图 1.4 TXLINE 计算单支节长宽 电磁场与微波技术实验报告 第 5 页 由以上的分析与计算，可绘制电路图，如图 1.5所

9、示。PORT1表示端口，输入阻抗75inZ；TL1 表示传输线特性阻抗075Z；TL3为 T型接头，其分支的作用；MLEF(TL4)为终端开路微带线，作为并联的单支节线，其宽度和长度为计算得出的值。MLIN(TL2)为传输线，长度为之前计算得到值。RL1为电感电阻串联器件，表示负载阻抗(6435)LZj，最后接地。MSUB表示介质基片。图 1.5 单支节匹配器电路图 输入端的反射系数曲线如图 1.6所示(经调谐后 l=44.726mm，d=27.700mm)。图 1.6 反射系数仿真图 电磁场与微波技术实验报告 第 6 页 2、双支节匹配、双支节匹配 双支节匹配时在 Output Equati

10、on 中添加如下方程。图 1.7所示为双支节匹配 Smith 圆图。结合上述方程，Rf 是旋转后的匹配圆，zl1是负载阻抗沿着传输线移动/4即 180 以后得到的点（点 15969），Rm1是 zl1 点所在的等电导圆，沿着该圆顺时针旋转到 Rf 圆的交点（点 12208），作出该交点的等发射系数圆 Rr，交匹配圆 Rm于点 7653。图 1.7 双支节匹配 Smith 圆图 第一支节的导纳值为 15969 点到 12208 点导纳之差 1.98986-0.467972=1.5219，第二支节的导纳值为 7653 点导纳的相反数，为 2.17。在纯电纳等反射系数圆（即最大的圆 Rs）上作出两个

11、支节的阻抗值，从开路点顺时针移动到此两点(点 6661.5 和点 18569)，读出移动的角度分别为 113.4 和 130.6。根据以上分析和作图，由 TXLINE 计算可得到电尺寸数值，第一支节16.48Lmm，1.4373Wmm，第二支节18.98Lmm，1.4373Wmm。第一段传输线（从负载到第一支节）26.16Lmm，第二段传输线（从第一支节到第二支节）13.03Lmm，宽度均为1.4373Wmm。电磁场与微波技术实验报告 第 7 页 作出电路图如图 1.8 所示(参数为调谐后的值)。图 1.8 双支节匹配器电路图 调谐一般不调节微带线的宽度，只调整微带线的长度，调整范围为正负 1

12、0%。步骤先在电路图中更改需要调谐元件的 property，如图 1.9，在 L的 Tune 和 Limit 下打勾，在 Lower 和 Upper中写上正负 10%所对应的值，点确定即可，就可见电路图中相应元件的 L变为蓝色。图 1.9 调谐界面 在 Graph中，点菜单栏的 Tune 图标，会出现上图 Variable Tuner 的方框，在里面移动调谐变量的箭头，观察图的变化，选择最佳的值，使输入端口的反射系数幅值在中心频率 2GHz 处最低。调谐前后的反射系数如图 1.10所示，粉红色为调谐前的反射系数，蓝色为调谐后反射系数。电磁场与微波技术实验报告 第 8 页 图 1.10 输入端反

13、射系数仿真图 调谐前后参数变化见下表:参数变化 第一支节长度 L1 第二支节长度 L2 调谐前(mm)16.48 18.98 调谐后(mm)15.49 18.08 表 1.1 调谐前后参数值比较 可见参数变化均在理论值的正负 10%范围内。调谐前反射系数幅值出现在 1.9498GHz 处，调谐后 L1、L2均减小，反射系数幅值移动到 2GHz，幅度变化很小。3、思考题思考题 如果不考虑微带线不均匀性模型如 T型接头、阻抗跳变器等，仿真的结果有何变化？分析变化的原因。答：除去 T 型接头后，双支节匹配的电路图如下图所示：电磁场与微波技术实验报告 第 9 页 图 1.11 除去 T 型接头后的电路

14、原理图 仿真的反射系数如下图 1.12所示：（蓝色为不考虑不均匀模型时的仿真，粉红色和棕色表示考虑不均匀模型调谐前后的仿真）图 1.12 除去 T 型接头后的仿真图比较 清楚看到，在本实验中，不考虑微带线不均匀模型时，反射系数赋值在各频率都比考虑这种不均匀性时小(类似于曲线上移)，且频率偏离中心频率。在软件中，终端开路微带线 MLEF、宽度阶梯变换 MSTEP、T 型接头 MTEE 和折弯MBENDA，是针对微带线的不均匀性而专门设计的。由于一般的微带电路元件都包含着一些不均匀性；在微带变阻器的不同特性阻抗微带段的连接处存在微带线宽度的尺寸跳变；为使结构紧凑而适应走线方向的要求，时常需要使微带

15、压弯。由此，不均匀性在微带电路中是必不可少 电磁场与微波技术实验报告 第 10 页 的。由于微带电路是分布参数电路，其尺寸已可与工作波长相比拟，因此其不均匀性必然会对电路产生影响。从等效电路来看，它相当于并联或串联一些电抗元件，或是使参考面发生一些变化。在设计微带电路（特别是精确设计）时，必须考虑到不均匀性所带来的影响，将其等效参量计入电路参量中，否则将引起较大误差。五、结论与思考五、结论与思考 本次分支线匹配器实验是微波第一次实验，由于基础知识不牢固和对软件不太熟悉，实验做得磕磕绊绊，但通过我不断复习、反思、改正，实验的结果还是令人满意的。这次实验中，我对书本上介绍的单支节匹配和双支节匹配进

16、行了仿真。随着工作频率的提高及相应波长的减小，集总参数元件的寄生参数效应就会变得明显，当波长明显小于典型的电路元件长度时，分布参数元件得到了广泛的应用。此时，实现阻抗匹配需要在负载和传输线之间并联或串联分支短截线，代替分立元件。阻抗匹配通常是为了获得最大传输功率，改善系统的信噪比，在功分网络中降低振幅相位误差。本实验仿真的主要方法是利用 Smith 圆图，依据并联阻抗特性，旋转圆图，达到匹配，读取结果计算得到电路尺寸，然后绘制出电路图，经过调谐得到匹配网络的参数，最后得到反射系数幅值随频率变化的曲线。实验中的难点在于如何借助 Smith 圆图得到微带线的电尺寸。首先，需要按照单支节。双支节匹配

17、的步骤，画出等反射系数圆、单位圆、等电导圆等作为辅助，标出负载点，运用旋转描点标出中间点，导纳圆的绘制需要结合使用旋转描点（单支节匹配时使用）和圆方程绘图的方法（双支节匹配时使用），读出中间点的角度、电纳等值进行计算，得到离负载的距离、支节线的长度、宽度等值。验收时发现的问题是在双支节匹配调谐时，我不仅调了两个支节的长度，还调了负载到第一个支节的距离，老师及时给我指出。实验内容要求负载到第一个负载的距离是四分之一波长，这和两个支节之间的距离一样都是固定的，我自己设计的部分就是两个支节的长度。验收后经过修改，这个错误得到改正。在实验中，我遇到了不少阻碍，通过阅读教材和实验书，跟老师和同学交流，慢

18、慢摸索微波仿真软件，最后顺利完成。此次实验为微波仿真入门奠定了很好的基础。电磁场与微波技术实验报告 第 11 页 实验二实验二 四分之一四分之一波长波长阻抗变换器阻抗变换器 一、一、实验目的实验目的 1.掌握单节和多节四分之一波长阻抗变换器的工作原理。2.了解单节和多节变阻器工作带宽与反射系数的关系。3.掌握单节和多节四分之一波长阻抗变阻器的设计和仿真。二、实验原理二、实验原理 四分之一波长变阻器是一种阻抗变换元件，它可以用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保证最大功率的传输；此外，在微带电路中，将两段不同特性阻抗的微带线连接在一起是为了避免线间反射，也应在两者之间加四分之一波长变阻器。

19、单节四分之一波长变阻器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。为了获得较宽的频带，可以采用多节阻抗变换器。采用综合设计法进行最佳多节变阻器设计，目前较多使用的有最大平坦度切比雪夫多项式。等波纹特性多节变阻器比最平坦特性多节变阻器具有更快宽的工作频带。在微带线形式中，当频率不太高而色散效应可忽略时，各位带线的特性阻抗和相速均与频率无关，因此属于均匀多节变阻器。如图 2.1为多节变阻器示意图。图 2.1 多节变阻器 通常使多节变阻器具有对称结构，设置nZ单调递增或单调递减，所有n符号相同，则 11nnnnnZZZZ 其中0,1,nNL，且令1nLZZ。令1f和2f分别为频带的上下边界，0f为中心

20、频率，D为相对带宽，则有如下定义 1202fff 120ffDf 取每段变阻器的长度为传输线波长的四分之一，即/4l。电磁场与微波技术实验报告 第 12 页 三、实验内容三、实验内容 1)已知：负载阻抗为纯电阻150LR，中心频率 f0=3GHz，主传输线特性阻抗050Z，介质基片r4.6，厚度 H=1mm，最大反射系数模m应不超过 0.1，设计 1、2、3节二项式变阻器，在给定的反射系数条件下比较它们的工作带宽，要求用微带线形式实现。2)已知负载阻抗为复数：L85-j45Z，中心频率 f0=3GHz，主传输线特性阻抗050Z，在电压驻波波腹或波节点处利用单节四分之一波长阻抗变换器，设计微带变

21、阻器。微带线介质同上。四、四、实验步骤实验步骤 1）对于纯电阻负载，根据已知条件，利用书中式（1.4.1）、（1.4.18）、（1.4.19）确定单节和多节传输线的特性阻抗，利用式（1.4.9）、（1.4.21）确定单节和多节变阻器的相对带宽。2）根据各传输线的特性阻抗，利用 TXLINE 计算相应微带线的长度及宽度。每段变阻器的长度为四分之一波长（在中心频率），即0/4gl，0g为对应频率 f0处微带线的等效波长。3）对于复数阻抗 ZL，根据负载阻抗 ZL、特性阻抗 Z0，计算归一化负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标注在 Smith 圆图上，从负载点沿等驻波系数圆向源方向旋转，与 Smit

22、h 圆图左实半轴交点，即电压驻波波节处，旋转过的电长度为 LM，利用式（1.4.11）计算变阻器的特性阻抗；沿源方向旋转与 Smith 圆图右实半轴交点，即电压驻波波腹处，旋转过的电长度为 LN，利用式（1.4.12）计算变换器的特性阻抗。4）根据传输线的特性阻抗，利用 TXLINE 计算相应微带线的长度及宽度，以及对应电长度为LM、LN的微带线长度。5）在 Microwave Office 下完成单节变阻器、二项式多节变阻器原理图，要考虑微带线的不均匀性，选择适当的模型，如微带线阻抗跳变点处。6）在 Proj下添加图，选择 Rectangular 图，选择单位和项目频率 15GHz。添加测量

23、，测量类型选择 Port Parameters，测量选项为 S参数，选择扫频 Sweep Proj.Freqs，选择幅度 Mag。选择反射系数例如 S11、S22、S33等。单击“OK”按钮，完成添加测量。在下拉菜单 Simulate里单击 Analyze 进行分析。7）调谐电路元件参数，比如调谐一段微带线，保持微带线宽度不变（因为宽度与特性阻抗有关），调谐其长度，调整范围一般不超过正负 10%。打开测量图形，观察反射系数幅值随频率的变化，调谐微带线的长度，使反射系数幅值在中心频率3GHz 处最低。电磁场与微波技术实验报告 第 13 页 8）对于纯电阻负载，上述指标不变，采用 3 节切比雪夫变

24、阻器重新设计上述阻抗变换器，利用mmm1+=1求出带内容许的最大驻波比，查阅附录 6，确定其相对带宽和特性阻抗。五、五、实验过程实验过程 1、纯电阻负载纯电阻负载 1)纯电阻单节：Z1=86.60，L=13.83mm，W=0.62807mm，相对带宽 Wq=0.2564。图 2.2 单节变阻器参数 电路原理图见下图，其中 MSTEP$为宽度阶梯变换器，实现的功能即将不同宽度不同特性阻抗的微带线连接起来，防止微带线宽度的尺寸跳变。其余元件的解释已在实验一中给出。图 2.3 单节变阻器电路图 电磁场与微波技术实验报告 第 14 页 反射系数曲线图为：图中标出 3GHz 处反射系数最小，接近为 0，

25、最大反射系数模不超过0.1 的频率对应为 2.681GHz3.354GHz，相对带宽 Wq=0.2243。与理论值相比，误差为 0.0321，在可接受的范围内，一定程度上说明仿真正确。图 2.4 单节变阻器仿真图 2)纯电阻两节：Z1=65.80，L1=13.547mm，W1=1.1525mm，Z2=113.98，L2=14.103mm，W2=0.28686mm，相对带宽 Wq=0.590。电路原理图为：图 2.5 二项式 2 节变阻器 仿真结果如下图，曲线中间凹下去的部分变宽变圆滑，3GHz处反射系数最小，接近为 0，最大反射系数模不超过 0.1 的频率分别为 2.189GHz 和 3.80

26、7GHz，相对带宽 Wq=0.5393。与理论值相比，误差为0.051，误差较单节时有所增大，但仍在在可接受的范围内。电磁场与微波技术实验报告 第 15 页 图 2.6 二项式 2 节变阻器仿真图 3）纯电阻三节：Z1=57.36，L1=13.4mm，W1=1.4946mm；Z2=86.11，L2=14.103mm，W2=0.6279mm；Z3=130.78，L3=14.216mm W3=0.17806mm，相对带宽 Wq=0.7953。电路原理图为下图，可清晰看出，图中添加三节阻抗变换器，可由宽度阶梯变换器分隔开来，ID 为 Z4 的阻抗变换器长度经调谐，对应 L3由 14.216mm 调谐

27、为 14.640mm。图 2.7 二项式 3 节变阻器 仿真图如下图 2.8 所示，其中蓝色线为调谐前的曲线，粉红色线为调谐后的曲线。调谐前后曲线变化不大，通带内均较平坦，但最低点移至 3GHz 处。反射系数为 0.1 的频率对应为1.863GHz 和 4.077GHz，相对带宽 Wq=0.738，理论值为 0.7953，相差 0.0573。电磁场与微波技术实验报告 第 16 页 图 2.8 二项式 3 节变阻器仿真图 将纯电阻负载三种二项式变阻器的反射系数曲线绘制在一个图中，可清晰观察到随着节数增加，通带变宽变平坦。这也说明虽然单节四分之一波长变阻器是一种简单而有用的电路，但其频带太窄的缺点

28、是显而易见的，为获得较宽的频带，可以采用双节或多节阻抗变换器。图 2.9 二项式多节变阻器仿真图 另外，通过理论计算和仿真的结果，我们发现计算的相对宽度值比实际仿真的相对带宽值稍大。分析的原因是由于理论推导过程中为简化运算，做了近似处理，如书中(1.4.8)和(1.4.19)式，都将影响最后的理论相对带宽值。由于两者相差很小，理论值仍然可以作为初步设计的依据，但更精确的结果，应该有计算机仿真和实际微带线制作得到。电磁场与微波技术实验报告 第 17 页 4)纯电阻负载 3 节切比雪夫变阻器：变阻器节数的确定：阻抗从150变为50可知阻抗比3R，节数为 3节，又知最大反射系数模m不应超过 0.1，

29、那么由公式mmm1+=1得到m=1.22，查附录 6得到相对带宽为 1 时，驻波比=1.18可满足满足1.22的要求。阻抗值的确定：查表知 3 节切比雪夫变阻器的归一化阻值为：12311.24988,31.732,/2.400zzRzR z 那么反归一化得到12362.494,86.6,120ZZZ 微带线物理尺寸可由 TXLINE计算器得到，如下表（微带线高度1mm，厚度1 m）：1Z 2Z 3Z 电阻（）62.494 86.6 120 Length(mm)13.492 13.83 14.147 Width(mm)1.2742 0.62807 0.24181 表 2.1 切比雪夫微带线参数值

30、 原理图绘制：3节切比雪夫阻抗变换器电路图如图 2.10所示。图中参数为调谐后的数值。图 2.10 切比雪夫多节阻抗变换器电路图 仿真结果 如图 2.11为反射系数仿真结果图。图中蓝色代表未调谐的反射系数曲线，红色代表调谐后的反射系数曲线，调谐后在容许的最大反射系数 0.1 对应的带宽变得更宽，Wq=1.049，是同等节数的二项式阻抗变换器的相对带宽的 1.32倍，以切比雪夫方式设计的阻抗变换器可以展宽一般四分之一阻抗变换器的通带，但同时增到了起伏。电磁场与微波技术实验报告 第 18 页 图 2.11 切比雪夫仿真结果图 4 4）复数复数负载负载 负 载阻 抗为8545LZj，传 输线 特性

31、阻抗为050Z，归 一化 负载 阻抗 为85451.30.950Ljzj，反射系数为11LLzz=0.3333-0.2222j，它的模L=0.4006，驻波比11LL =2.3368。在画出 Smith 圆图时，所写的方程为：画出的 Smith 圆图为下图：电磁场与微波技术实验报告 第 19 页 图 2.12 复数负载 Smith 圆图 图中负载点为标号为 628.9的点，标号为 373.9的点为电压波节处，从负载点 628.9转到该点转过 179.9-33.93=145.97，对应计算采用角度为 72.985，用 TXLINE 计算转过的电长度为LM=10.748mm，W=1.8986mm，

32、驻波比=2.3368 得到，若接在电压波节点，变换器的特性阻抗为101/ZZ=32.71Ohms 标号为 59.89 的点为电压波腹处，从负载点 628.9 转到该点转过 360-（0.05362+33.93）=326.016，对应计算采用角度为 163.01，用 TXLINE 计算转过的电长度为 LN=24.006mm，W=1.8986。若接在电压波腹点，变换器阻抗特性为20ZZ=76.43Ohms。这里以电压波节点为例，设计单节阻抗变换器。利用 TXLINE 计算 Z1=37.71Ohms 时微带线的长度与宽度，得到12.831,3.6308lmm Wmm。由以上数据设计电路原理图。如下图

33、所示：电磁场与微波技术实验报告 第 20 页 图 2.13 复数负载电路图 仿真的反射系数曲线图如下图，相对带宽 Wq=0.107，由于不同频率对阻抗虚部有影响，故中心频率两边不对称。图 2.14 反射系数图 六六、结论与思考、结论与思考 本次实验要求设计单节、多节的四分之一波长阻抗变换器，要求负载阻抗分别为纯电阻和复数，对于纯电阻负载同时需要实现切比雪夫阻抗变换器。实验要求的内容很多，但思路不是很复杂，而且有了实验一的经验，这次实验做得得心应手很多。通过实验，我对四分之一波长阻抗变换器理解得更加深入。一般来讲，变阻器节数增多，通带越宽；以二项式方式实现的阻抗变换器具有最平坦特性，切比雪夫方式

34、实现的阻抗变换在二项式变阻器等节数条件下通带更宽，但这是以通带波纹起伏为代价实现的。当然，不是节数越多越好，实际的微带线电路板面积有限、节数过多引起损耗变大、电路复杂调节困难、经济效益不高等原因，四分之一波长阻抗变换器节数不能过多。查阅资料可知，实现通带展宽的方 电磁场与微波技术实验报告 第 21 页 法除了多节级联、使用切比雪夫方式外，还有调整 RL使其与 Z0相当、使用补偿式四分之一波长阻抗变换器可实现。总得说来，这次实验让我进一步熟悉了 Microwave Office 软件，对书本上的知识理解更加透彻。期间遇到的小问题就是计算负载阻抗为纯电阻的二项式多节阻抗变换器时，每次 z1都用的（

35、1.4.1）计算，但实际上（1.4.1）是用来计算单节阻抗值的，发现这个问题后，及时改正，用了（1.4.19）计算，最后得到了比较满意的曲线。实验三实验三 功率分配器功率分配器 一、一、实验目的实验目的 1.掌握功分器的工作原理和分析方法。2.掌握微带功分器的设计和仿真。二、实验原理二、实验原理 1、功率分配器功率分配器 功率分配器简称为功分器，广泛用于功率监视系统、测量系统以及射频微波电路中，是一种将一路输入信号能量分成两路或多路输出相等或不相等能量的器件，也可反过来将多路信号能量合成一路输出，此时可也称为合路器。一个功分器的输出端口之间应保证一定的隔离度。常见的功分器有 T 型插头、电阻功

36、分器、微带线功分器。由于微带线功分器具有损耗小、端口匹配、输出隔离性好等特点，得到广泛应用。本实验主要两路微带线功分器，结构示意图如图3.1 所示。/4/40Z0Z0Z02Z04Z03Z05Z123输出输出R/4/4输入 图 3.1 二路微带功分器结构图 对功分器的要求是：两输出端口 2和 3的功率按一定比例分配，并且两口之间互相隔离，当 2、3 口接匹配负载时，1口五反射。功分器的技术指标为：功分比、插入衰减和隔离度。电磁场与微波技术实验报告 第 22 页 图 3.1中阻抗2R和3R为从02Z和03Z向负载看去的阻抗值，R为隔离电阻，04Z和05Z是为了匹配引出线0Z而添加的阻抗变换段，其长

37、度为/4。图中各参数计算公式如下：（其中k为给定的功分比）20RkZ，30/RZk，20(1)/RZkk(3.1)23030(1)/ZZkk，2020(1)ZZkk(3.2)0420ZR Z，0530ZR Z(3.3)注意图中 3.1 中两路微带线之间的距离不宜过大，一般取 24 带条宽度（对应特性阻抗04Z、05Z较宽的微带线宽度）。这样可使跨接在两微带线之间的电阻 R的寄生效应尽量减小。三、实验内容三、实验内容 设计仿真一个两路微带功分器，已知：介质基片4.6r，1Hmm；端口特性阻抗050Z，功分比：21.5k。指标如下：在中心频率2GHz处，相对带宽为 20%时，(1)两输出端口的功分

38、比23121SS为 1.4951.505；(2)两输出端口的隔离度32(20lg)S不小于25dB。四、四、实验步骤实验步骤(1)根据已知条件用上述公式计算、R、Z04、Z05的值。(2)用 TXLINE 计算相应微带线的长度与宽度。建立一个新项目，选择单位和项目频率1.82.2GHz。(3)输入原理图，根据微带线的不均匀性，选择适当模型，如微带线 T型接头、折弯、宽度变换器等。本实验中只有隔离电阻 R 为集总元件，其余元件全部为微带线形式。注意：用两段微带线与电阻 R 的两端相连接，微带线的特性阻抗与 R一致，即其宽度有 R确定，长度可以调整。(4)添加测量，测量类型选择 Port Para

39、meters，名称 S，扫频 Sweep Proj.Freqs，选择幅度Mag，测量输入端口到两个输出端口的传输系数3121()SS，以及隔离度32S。(5)仿真分析，观察端口 S参数是否满足设计要求。(6)调谐电路元件参数，选择调谐变量，调整变量的数值，在图中观察功分比和隔离度的变 电磁场与微波技术实验报告 第 23 页 化，选择最佳值。提示：可以调谐与隔离电阻 R 连接的两段微带线长度，调谐时注意电阻的长度 R 加两段微带线的总长度与、两段微带线之间的垂直距离相同。(7)当功分比21k 时，上述功分器变为等分功分器，它将输入功率分成相等的两路，两个输出端口的功率（3121SS，）理论上相等

40、，重新设计上述实验。五、五、实验过程实验过程 1、计算功分器参数计算功分器参数 已知050Z，21.5k，由式 1.7.21.7.12 相关公式可求得：参数 2R 3R R 02Z 03Z 04Z 05Z 值()61.24 40.82 102.06 87.49 58.33 55.34 45.18 2、确定微带线尺寸确定微带线尺寸 微带线尺寸计算结果如下表：L(mm)W(mm)0Z 19.972 1.8825 02Z 20.83 0.6062 03Z 20.213 1.437 04Z 20.13 1.5801 05Z 19.818 2.2223 R 21.033 0.4007 设计要求02Z和0

41、3Z长度一致，可设置变量x加以表示表示 TL4 与 TL8 的长度，对于 TL2和 TL3 的长度，分别设置为alpha和beta，则有20.83alphax，20.213betax。两路带线间的距离不宜过大，距离一般取为 24倍带条宽度（对应特性阻抗04Z、05Z较宽的微带线宽度），使得寄生效应减小。alpha和beta之和以及R对应的带线长度需要基本一致，保持带线的平行，电阻 R 长度一般为 24mm，这里取 3mm，故设置 TL15和 TL16的长度分别为1y和2y，且使得12+3yyalphabeta。3、绘制原理图绘制原理图 根据微带功分器的结构图，绘制的电路原理图。如图 3.2所示

42、。其中，TL1和 PORT1表示特性阻抗为 50Ohms 的传输线，接 T型接头后变为两路，上面一路 TL4与 TL2表示02Z，下面一路 TL8与 TL3表示03Z，之后两路分别接04Z和05Z，再接0Z及输出。注意 TL4与 TL11之 电磁场与微波技术实验报告 第 24 页 间，TL8与 TL12之间接电阻 R，为保持两路微带线平行，R上下两头也接微带线。最后加上介质基片 MSUB。图 3.2 微带功分器电路图 调谐 x、y1 的值，使其满足实验要求，所用到的方程为：4、仿真输出仿真输出 对x、1y长度进行调谐，得到传输特性21S、31S以及隔离度32S的仿真输出。调谐的要求是使两输出端

43、口的功分比23121SS为 1.4951.505，两输出端口的隔离度32(20lg)S不小于25dB。调谐之后的参数为：17.97xmm，10.200ymm，TL15、TL16长度以及 R1宽度之和（即两臂的间隔）为 5.103mm，带条宽度为 2.222，两臂间隔为带条宽度的 2.30 倍，满足 24 带条宽度的要求，也保证了两臂在走线之后平行。电磁场与微波技术实验报告 第 25 页 图 所示为21S3132SS，大小随频率的曲线图，图中标注的两点计算出的23121=1.499SS，满足在 1.4951.505 的要求。23121SS化成 dB，3121SS表示在 1.7451.775 范围

44、内，由图 3.3可知，曲线上3121SS值在 1.7551.775，符合要求。在相对带宽正负 20%内，隔离度小于-25dB，中心频率对应隔离度最低，为-50.41dB，符合设计的要求。图 3.3 仿真结果图 电磁场与微波技术实验报告 第 26 页 在调谐过程中，发现 x 的值对312132SSS、影响均较大，微小变化将使三条曲线性质、走势、最值出现较大变化，一般 x在 17.9mm 左右，32S最值在 3GHz，其余两条曲线的值符合要求。而调节 y1时，不会对32S曲线的最小值频率发生改变，改变32S幅值，而 y1对3121SS、的影响较小。因此，可推出元件 TL4、TL8的长度对性能指标影

45、响较大，而与 R 相连的 TL15、TL16 对性能指标影响较小，只在小范围内调节。5、功分比：功分比：21k 在功分比为 1时，上述功分器变为等分功分器，输入功率被分为相等的两路，计算得各参数值为：参数 2R 3R R 02Z 03Z 04Z 05Z 值()50 50 100 70.71 70.71 50 50 设计的微带线长度与宽度为：L(mm)W(mm)0Z 19.972 1.8825 02Z 20.515 0.9863 03Z 20.515 0.9863 04Z 19.972 1.8825 05Z 19.972 1.8825 R 21.007 0.4247 其电路原理图为：电磁场与微波

46、技术实验报告 第 27 页 图 3.4 电路原理图 调谐方程为：21S3132SS，大小随频率的曲线图及 dB 图为图 3.5，由图中可以看出，两个输出端口的功率（3121SS、）相等，两条曲线重合，两端口隔离度小于-25dB，可知设计的微带电路符合指标。电磁场与微波技术实验报告 第 28 页 图 3.5 仿真结果图 当功分比为 1 时，电路结构仍与功分比为 1.5 时相同，但元件参数有变化。电路图中上下两路的元件参数相同，但 R 与连接的 TL7 与 TL8 的长度不一定相同。就这里的设计，y1=1.500mm，y2=0.530mm。同时，由于04Z05Z与0Z相同，上下两路可各用一条微带线

47、表示。电磁场与微波技术实验报告 第 29 页 五、结论与思考五、结论与思考 本次实验是微波实验的最后一次，在这次实验中，我理解了功率分配器的工作原理与分析方法，设计参数值并进行仿真。其中遇到主要问题是起初画出电路图之后不知道怎么调谐，因为电路中有的元件是带变量的，直接仿真会报错，像以前那样在元件的 property 中修改调谐值又不能将各变量之间的关系体现出来。后来问同学才知道可以在电路图的界面添加方程，修改方程未知数的 property 就既可以实现调谐，又可以保持各参量之间的关系。还有一个比较麻烦的就是对功分比为 1.5 的功分器调谐值相应指标范围内的问题，23121SS不在要求的范围内，

48、只差一点，需要一点一点调节x 与 y1。这考验了我的耐心，而且在多次调节中，我对 x和 y1 变化对312132SSS、的影响有了直观的认识，x的值对312132SSS、影响较大，微小变化将使曲线性质、走势、最值较大变化。而调节 y1 时，不会对32S曲线的最值频率发生改变而只改变幅值，而对3121SS、的影响较小。由于在功分比为 1.5 时积累了调谐的经验，在对功分比为 1 的电路进行调谐时，就显得容易很多。总的说来，虽然只有四次实验，短短一个月，但这四次实验给我带来了很大收获。从最开始不知从何下手到后来渐渐熟悉，我基本上掌握了微波仿真软件 Microwave Office 进行仿真和分析的方法，对微波技术基础的知识有了更深层次的理解，也激发了我学习微波的兴趣，提升了我的动手操作能力，对于这横跨两个学期的电磁波实验画上了比较圆满的句号。最后，感谢老师两学期以来为我们传授电磁场与电磁波、微波技术相关知识，知道我们完成实验，耐心地给我们答疑解惑。感谢老师！