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1、第1章 绪论1.1任务背景概述自70年代以来，国外在电气传动领域，大量地采用了“晶闸管直流电动机调速”技术(简称KZD调速系统)。尽管当今功率半导体变流技术已有了突飞猛进的发展，但在工业生产中KZD系统的应用量还是占有相当的比重 。在工程设计与理论学习过程中，会接触到大量关于调速控制系统的分析、综合与设计问题。传统的研究方法主要有解析法，实验法与仿真实验，其中前两种方法在具有各自优点的同时也存在着不同的局限性。近年来，交流调速系统发展很快，然而直流拖动系统无论在理论上和实践上都比较成熟，并且从反馈闭环控制的角度来看，它又是交流拖动控制系统的基础，所以直流调速系统在生产生活中有着举足轻重的作用。
2、直流电动机具有优良的调速特性,调速平滑、方便,调速围广；过载能力大,能承受频繁的冲击负载,可实现频繁的无级快速起动、制动和反转；能满足生产过程自动化系统各种不同的特殊运行要求，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动系统领域中得到了广泛的应用。1.2直流双闭环系统介绍直流电机双闭环（电流环、转速环）调速系统是一种当前应用广泛，经济，适用的电力传动系统。它具有动态响应快、抗干扰能力强优点。我们知道反馈闭环控制系统具有良好的抗扰性能，它对于被反馈环的前向通道上的一切扰动作用都能有效的加以抑制。采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差。但如果对系统的动态性能要求
3、较高，例如要求起制动、突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩。在单闭环系统中，只有电流截至负反馈环节是专门用来控制电流的。但它只是在超过临界电流值以后，强烈的负反馈作用限制电流得冲击，并不能很理想的控制电流的动态波形。在实际工作中,我们希望在电机最大电流受限的条件下，充分利用电机的允许过载能力，最好是在过度过程中始终保持电流（转矩）为允许最大值，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳定转速后，又让电流立即降下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。这是在最大
4、电流（转矩）首相的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。实际上，由于主电路电感的作用，电流不能突跳，为了实现在允许条件下最快启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值得恒流过程，按照反馈控制规律，电流负反馈就能得到近似的恒流过程。问题是希望在启动过程中只有电流负反馈，而不能让它和转速负反馈同时加到一个调节器的输入端，到达稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不在电流负反馈发挥主作用，因此我们采用双闭环调速系统。这样就能做到既存在转速和电流两种负反馈作用又能使它们作用不同的阶段。第2章 总体设计2.1系统结构与工作原理说明2.1.1本系统的设计图如下：见附录D2.1.2工作原理介绍SB2为启动按钮。
5、按下SB2后，接触器KM线圈得电，KM触头闭合并形成自锁，以保证主电路的通电。SB1是停止按钮，按下SB1后，KM线圈断电，KM触头分离，主电路断电。启动时，加入给定电压，速度调节器和电流调节器即以饱和限幅值输出，使电动机以最大启动电流加速启动，直到电动机转速达到给定转速，并在出现超调后，速度调节器和电流调节器推出饱和，最后稳定在略低于给定转速值下运行。系统工作时，电流调节器，转速调节器均有限幅环节，速度调节器的输出作为电流调节器的给定，利用速度调节器的输出限幅可达到限制启动电流的目的。电流调节器的输出作为触发电路的控制电压，利用电流调节器的书出限幅可达到限制的目的。触发电路的接法只需按照标号
6、连接实物图即可。这里的G、K相当于触发电路中的X、Y。可用作晶闸管过流保护的电器有快速熔断器、过流继电器、快速开关等。本设计采用的是快速熔断器保护，根据所选晶闸管的参数，快熔的额定电压可选1000V，额定电流可选1000A的即可。晶闸管承受过电流时，因为本身有一定热容量，尚可坚持短暂时间，但在遭受过电压时，则会立即发生反向击穿或正向转折。抑制过电压的方法不外乎有三种：用非线性元件限制过电压的幅度；用电阻消除产生过电压的能量；用储能元件吸收产生过电压的能量。本设计用的方法是用RC抑制过电压。2.2系统参数的计算在变压器二次侧并联电阻电容，可以把变压器绕组中释放的电磁能量转换为电容器的电场能量储存
7、起来。由于电容两端电压不能突变，所以能有效的抑制过电压。串联电阻能消耗部分过电压产生的能量，并抑制LC回路的振荡。三相整流阻容保护电路参数计算为： 式（2-1）式（2-1）中，S为变压器容量（VA）；为变压器二次侧相电压有效值（V）；为变压器励磁电流百分数。 式 （2-2）式（2-2）中，为变压器二次侧线电压，取额定值；为变压器二次侧线电流，取额定值。快速熔断器的作用：当电路发生故障或异常时，伴随着电流不断升高，可能损坏电路中的某些重要器件或贵重器件，也有可能烧毁电路甚至造成火灾。若安置了熔断器，那么，熔断器就会在电流异常升高到一定的高度和一定的时候，自身熔断切断电流，从而起到保护电路安全运行
8、的作用。第3章 主电路和控制电路的设计3.1 调速控制部分3.1.1调速方法的确定我们按照要求采用直流电动机的调速。直流电动机转速和其他参量之间的稳态关系可表示为： 式（3-1）式中，转速（r/min）；电枢电压（v）；电枢电流（A）；电枢回路总电阻（）；励磁磁通（Wb）； 电动势常数。由式（3-1）得，调节电动机的转速可以有三种方法：调节电枢供电电压调速；减弱励磁磁通调速；改变电枢回路电阻调速。改变电阻调速方法功率损耗大，低速运行时转速稳定性差，不能无级调速。减弱磁通调速只能在基速以上的围调速，属于向上调速。当改变电枢电压调速时，机械特性的斜率都与固有机械特性的斜率一样特性较硬，当降低电枢电
9、压在低速下运行时，转速随负载变化的幅度较小，与电枢回路串电阻的方法比较，转速的稳定性要好的多，调节电枢电压调速需要可调的直流电源，因此能实现无级调速。设计要求为恒转矩调速，且轧钢机他励直流电动机具有优良的调速性能，能在很宽的围实现平滑的无级调速，所以我们选择调节电枢供电电压的方法来调速。当保持他励直流电动机的磁通为额定值，电枢回路不串电阻，若将电源电压降低为U1、U2、U3等不同数时，则可得到与固有机械特性互相平行的人为机械特性，如图3-1所示图3-1 降低电源电压调速时的机械特性3.1.2调速系统设计的整体思想图3-2 基本设计思想原理图降低电源电压调速需要独立可调的直流电源，可采用单独的并
10、励直流发电机或晶闸管可控整流器，而本设计采用的是后者。整体思想如图3-2所示：图3-2中VT是晶闸管可控整流器，通过调节触发装置GT的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变平均整流电压，从而实现平滑调速。具体的设计细节将在下面章节阐述。 3.2 主电路设计3.2.1系统主回路的选择图3-3 基本设计思想原理图主电路的原理图如图3-3所示。由于共阴极组在正半周导电，流经变压器的是正向电流；而共阳极组在负半周导电，流经变压器的是反向电流。因此变压器绕组中没有直流磁通势，每相绕组正负半周都有电流流过，提高了变压器绕组的利用率。3.2.2主电路的基本工作原理整流输出电压三相半波整流电路在感性负载时：U
11、d=1.17U2cos=U2Lcos=1.35U2Lcos 式（3-2）式(3-2)中U2L为变压器二次绕组的线电压有效值。三相半波的六个晶闸管触发的顺序是VT1VT2VT3VT4VT5VT6下面是=90时三项半波整流电路的电压波形和处罚脉冲：图3-4特殊导通角下的Ud波形与触发脉冲波形3.2.3主电路输出电压与控制角的关系上述分析中，不管为何值时，负载电压Ud都是线电压的一部分，相当于以线电压为幅值一周期有6个脉动波的六相半波整流电路。从线电压入手计算Ud更简单，由于ud波形每隔60o重复一次，Ud的计算只要在/3围取平均值即可。由于本设计为电感性负载，所以电流是连续的，晶闸管的导通角总是2
12、/3，式（3-3）的积分上限可以超过，仍为2/3+，故Ud=2.34U2cos=1.35U2Lcos 式（3-3）可见电感性负载要求的最大移相围为3.3 触发电路的具体设计3.3.1对触发电路的要求（1）触发信号应有足够的功率(电压与电流)晶闸管是电流控制型器件,在门极必须注入足够的电流才能触发导通.由于管子门极伏安特性的分散性以与触发电压电流随温度变化的特性,为使各合格器件在各种条件下均能可靠触发,触发电路提供的触发电压与电流必须大于产品参数提供的门极触发电压与触发电流值,但不得超过规定的门极最大允许峰值电压与峰值电流.由于触发信号是脉冲形式,只要触发功率不超过规定值,触发电压,电流的幅值短
13、时间可大大超过铭牌规定值.（2） 对触发信号的波形要求脉冲应有一定宽度以保证在触发期间阳极电流能达到擎住电流而维持导通,对于电阻负载脉宽大于2050S ,电感负载脉宽大于1ms,对于三相半波电路脉宽要大于60o或采用双窄脉冲.为了减小触发功率保证可靠触发,目前使用的由许多窄脉冲高频调制组成的脉冲来触发.触发脉冲的前沿尽可能陡,在晶闸管串联或并联是有利与同时触发导通.为了快速而可靠地触发大功率晶闸管,常在脉冲前沿叠加一个强触发脉冲.（3） 触发脉冲的同步与移相围为使晶闸管在每个周期都在一样的控制角触发导通,触发脉冲必须与晶闸管的阳极电压也就是电源同步,并与电源波形保持固定的相位关系.为使电路在给
14、定围工作,应保证脉冲能在相应围进行移相.三相半波整流电路可达到移相围如下:电阻负载时为0o150o、大电感负载电流连续工作在整流时为0o90o、既整流又逆变时为0o180o.（4） 防止干扰与误触晶闸管的误导通往往是由于干扰信号进入门极电路而引起,因此需要对触发电路进行屏蔽、隔离等抗干扰措施.3.3.2触发电路的形式大、中功率的变流器，对触发电路的精度要求较高，对输出的触发功率要求较大，故广泛应用的是晶闸管出发电路。它的种类很多，如以同步信号来分，常用的有锯齿波同步电路和正弦波同步电路两种，本设计用的是锯齿波同步信号触发电路，所以着重讲述锯齿波触发电路的工作原理。图3-5 是同步信号为锯齿波的
15、触发电路。此电路输出可为双窄脉冲，也可为单窄脉冲，适用于有两相的晶闸管同时导通的电路，本设计三相半波整流电路用此触发电路正合适。此种电路可分成三个基本环节：脉冲的形成与放大；锯齿波的形成和脉冲移相；同步环节。此外，电路中还有强触发和双窄脉冲形成环节。图3-5 同步信号为锯齿波的触发电路3.3.3脉冲形成与放大环节 如图3-6所示，脉冲形成环节是由晶体管V4、V5组成；放大环节由V7、V8组成。控制电压Uco加在V4的基极上，电路的触发脉冲由脉冲变压器TP二次侧输出， 其一次绕组接在V8集电极电路中。图3-6 脉冲的形成和输出电路当控制电压Uco=0时，V4截止。+E1电源通过R11供给V5一个
16、足够大的基极电流，使V5饱和导通，所以V5在集电极电压Uc5接近于-E1。V7、V8处于截止状态，无脉冲输出。另外，电源的+E1（+15V）经R9、V5发射结到-E1（-15V）对电容C3充电，充满后电容两端电压接近2E1（30V），极性如图3-2 所示。当控制电压Uco0.7时，V4导通，A点电位由+E1（+15V）迅速降低到1.0V左右，由于电容C3两端电压不能突变，所以V5基极电位迅速降低到约-2E1（-30V），由于V5发射结偏置，V5立即截止。它的机电级电压由-E1（-15V）迅速上升到+2.1V（VD6、V8 、V7三个PN结正向压降之和），于是V7、V8导通，输出触发脉冲。同时，
17、电容C3经电源+E1、R11、VD4、V4放电和反向充电，使V5基极电位又逐渐上升，直到Ub5-E1（-15V），V5又重新导通。这时Uc5又立即降到-E1，使V7、V8截止，输出脉冲终止。可见，脉冲前沿由V4导通时刻确定，V5（或V6）截止持续时间即为脉冲宽度。所以脉冲宽度与反向充电回路时间常数R11C3有关。R13和R16为V7、V8的限流电阻，防止由于V5长期截至致使V7、V8长期过流而烧毁。3.3.4锯齿波的形成与脉冲移相环节锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电路，恒流源电路等。图3-1所示为恒流源电路方案。电路由V1、V2、V3和C2等元件组成，其中V1、VS、RP2和R3为一恒
18、流源电路。当V2截止时，恒流源电流I1c对电容C2充电，所以C2两端电压为因为 i=I1c所以 式 (3-4)uc按线性增长，即V3的基极电位ub3按线性增长。调节电位器RP2，即改变C2的恒定充电电流I1c，因此RP2是用来调节锯齿波斜率的。当V2导通时，由于R4阻值很小，所以C2迅速放电，使ub3电位迅速间到零伏附近。当V2周期性地导通和关断时，ub3便形成一锯齿波，同样ub3也是一个锯齿波电压，如图3-6所示。射极跟随器V3的作用是减小控制回路的电流对锯齿波电压ub3的影响。V4管的基极电位是由锯齿波电压、直流控制电压uco、直流偏移电压up三电压作用的叠加值所确定，它们分别通过电阻R6
19、、R7和R8与基极相接。根据叠加原理，先分析V4基极b4的波形，为了分析方便，先不考虑V4管的存在。只考虑锯齿波电压ue3时，见图 3-7a：图3-7 b4点的等效电路 式（3-5）可见uh为一锯齿波，但斜率比ue3低。只考虑偏移电压up，见图3-5b 。 式（3-6） 可见up仍为一条与up平行的直线，但数值比up小。只考虑直流控制电压uco时，见图3-7c 。 式 （3-7）可见uco仍为与uco平行的一条直线，但数值比uco小。图3-8 锯齿波触发电路各晶闸管的电压波形如果uco=0，up为负值时，b4点的波形由uh+up确定，如图3-8所示。当uco为正值时，b4点的波形由uh+up+
20、uco确定。由于V4的存在，上述电压波形与实际波形有点出入，当电压等于0.7V后，V4导通。之后ub4一直被钳位在0.7V。所以实际波形如图3-6所示。图中M点是V4由截止到导通的转折点。由前面分析可知V4经过M点时使电路输出脉冲。因此当up为固定值时，改变uco就可以改变M点的时间坐标，即改变了脉冲产生的时刻，脉冲移相，从而改变晶闸管电路整流电压的大小。可以看出，加up的目的是为了确定控制电压uco=0时脉冲的初始相位。当感性负载电流连续时，三相半波的脉冲初始相位应定在=90；如果是可逆系统，需要在整流和逆变状态下工作，要求脉冲的移相围理论上为180，考虑min和min，实为120。由于锯齿
21、波形两端的非线性，因而要求锯齿波的宽度大于180，例如240，此时，令uco=0，调节up的大小使产生脉冲的M点移至锯齿波240的中央，相应于=90的位置。这时，如uco为正值，M点就向前移，控制角90，晶闸管电路处于逆变状态。3.3.5同步环节在锯齿波触发电路中，触发电路与主回路的同步问题是指要求锯齿波的频率与主回路电源的频率一样。从图3-3可知，锯齿波是由开关V2管来控制的。V2由导通变截止期间产生的锯齿波，V2截止持续时间就是锯齿波的宽度，V2开关的频率就是锯齿波的频率。要使触发脉冲与主电路电源同步，使V2开关的频率与主回路电源频率同步就可以达到。图3-3所示同步环节，它是由同步变压器T
22、S和作同步开关用的V2组成。同步变压器和整流变压器接在同一电源上，用同步变压器的二次电压来控制V2的通断作用，这就保证了触发脉冲与主回路电源同步。同步变压器二次电压uST经二极管VD1间接加在V2的基极上。当二次电压波形在负半周的下降段时，VD1导通，电容C1被迅速充电。因O点接地为零电位，R点为负电位，Q点电位与R点相近，故在这一阶段V2基极为反向偏置，V2截止。在负半周的上升段，+E1电源通过R1给电容C1反向充电，uQ为电容反向充电波形，起上升速度比uST波形慢，故VD1截止，如图 3-4 所示。当Q点电位达1.4V时，V2导通，Q点电位被钳位在1.4V。直到TS二次电压的下一个负半周到
23、来时，VD1重新导通，C1迅速放电后又被充电，V1截止。如此周而复始。在一个正弦波周期，V2包括截止与导通两个状态，对应锯齿波波形恰好是一个周期，与主回路电源频率完全一致，达到同步的目的。可以看出，Q点电位从同步电压负半周上升段开始时刻到达1.4V的时间越长，V2截止时间就越长，锯齿波就越宽。可知锯齿波的宽度是由充电时间常数R1C1决定的。3.3.6强触发环节强触发脉冲可以缩短晶闸管的开通时间，提高晶闸管承受di/dt的能力，有利于改善串并联器件的动态均压和均流，其电路如图3-3所示。根据强触发脉冲形状的特点，在脉冲初期阶段输出约为通常情况下的5倍脉冲幅值，时间只占整个脉冲宽度的很小一部分，以
24、减少门极损耗，其前沿陡度在1A/s左右。电路设计时要考虑能瞬时输出高电压和大电流。此电路强触发环节由单相桥式整流获得50V电源。在V8导通前，50V电源已经通过R15向C6充电。所以B点电位已经升到50V。当V8导通时，C6经过脉冲变压器、R6（C5）、V8迅速放电。由于放电回路电阻较小，电容C6两端电压衰减很快，uB电位迅速下降。当uB电位稍低于15V时，二极管VD15由截止变为导通。虽然这时50V电源电压较高，但它向V8提供较大的负载电流，在R15上的电阻压降较大，不可能向C6提供超过15V的电压，因此uB电位被牵制在15V。当V8有导通变为截止时，50V电源电压又通过R15向C6充电，使
25、B点电位再升到50V，准备下一次强触发。电容C5是为提高强脉冲前沿陡度而附加的。3.3.7双窄脉冲形成环节本方案是采用性能价格比较优越的、每个触发单元一个周期输出两个间隔60的脉冲的电路。图3-3中，V5、V6两个晶体管构成一个“或”门。当V5、V6都导通时，uc5约为-15V，使V7、V8都截止，没有脉冲输出。但只要V5、V6中有一个截止，都会使uc5变为正电压，使V7、V8导通，就有脉冲输出。所以只要用合适的信号来控制V5或V6的截止，就可以产生符合要求的双脉冲。其中，第一个脉冲由本相触发单元的uc0对应的控制角使V4由截止变为导通造成V5瞬时截止，于是V8输出脉冲，隔60的第二个脉冲是由
26、后60相位的后一相触发单元在产生第一个脉冲时刻将其信号引至本相触发单元V6的基极，使V6瞬时截止，于是本相触发单元的V8管又导通，第二次输出一个脉冲，因而得到间隔60的双脉冲。其中VD4和R17的作用，主要是防止双脉冲信号互相干扰。在三相半波整流电路中，器件导通次序为VT1、VT2、VT3、VT4、VT5、VT6，彼此间隔60，相邻器件成双接通。因此触发电路的双脉冲环节应该这样接线：以VT1器件的触发单元而言，图3-3电路中的Y端应该接VT2器件触发单元的电路的X端，因为VT2器件的第一个脉冲比VT1器件的第一个脉冲滞后60。所以当VT2触发单元电路的V4由截止变为导通时，本身输出一个脉冲，同
27、时使VT1器件触发单元的V6管截止，给VT1器件补送一个脉冲。同理，VT1器件触发单元的X端应当接VT6器件触发电路的Y端，因为VT6器件比VT1器件超前60导通，所以VT1器件产生脉冲时给VT6器件补送一个脉冲。依次类推，可以却确定六个器件相应的触发单元电路的双脉冲环节间的接线。3.3.8 触发电路的定相在三相晶闸管变流装置中，选择触发电路的同步信号是个很重要的问题。在常用的锯齿波、正弦波移相触发电路中，送出初始脉冲的时刻是由输入触发电路中不同相位的同步电压确定的。初始脉冲是指Ud=0时，控制电压uc0与偏移电压up为固定值条件下的触发脉冲。因此，必须根据被触发晶闸管阳极电压的相位，正确供给
28、各触发电路特定相位的同步电压，才能使触发电路分别在各晶闸管需要触发脉冲的时刻输出脉冲。这种正确选择同步电压相位以与获取不同相位同步电压的方法，就是触发电路的定相。对三相变流器来说，六个同步电压均由三一样步变压器的二次绕组提供。三相变压器共有24种接法与12钟点数。变压器一次与二次侧一样接法时，是偶数点钟，一次与二次侧不同接法时为奇数点钟。由于同步变压器二次电压要分别接到六个触发电路，要有公共接地端，只能是星形接法，故实际方案只有12种。因此，当同步电压相位确定后，为取得特定相位的同步电压，其工作就在于选用哪一种变压器连接组。对于负半周有效的锯齿波触发器，采用NPN晶体管，锯齿波上升沿为有效部分
29、。对于它的同步信号相对于该触发电路所触发的VT相需滞后180。现假设主回路整流变压器为D，y11联结的三相半波，同步变压器为D，y11-5的联结，如图3-9示，分析采用锯齿波NTN晶体管的触发电路对晶闸管同步电压相位的选择，该电路能在整流和逆变状态运行。图3-9 NPN管锯齿波触发电路与电压的矢量关系主回路同步变压器系D，y11联结，故Uu与UUV同相。同步电路与，与，与都同相。对晶闸管VT1来讲，应先选滞后Uu180的-Usu作为同步电压，按此原则，再选其余晶闸管的同步电压，见表3-1。表3-1 三相半波晶闸管的同步电压晶闸管VT1VT2VT3VT4VT5VT6主电路电压+Uu-Uw+Uv-
30、Uu+Uw-Uv同步电压-Usu+Usw-Usv+Usu-Usw+Usv在锯齿波的触发电路中，为改善波形亦可加R-C滤波器。在一般触发器设置的R-C滤波器，其滞后相角为60或30。3.4 自锁电路在接触器的“自锁”电路，简单的两位按钮“开”和“断”，接触器的线圈一个接头，根据线圈的电压要求，接上一条火线或零线。在按电钮“开”的时候，由按钮接通线圈的另一个接头，提供了线圈电压，接触器吸和。当按钮断开时，按钮的这一条火线，通过接触器的辅助接点，继续为线圈提供电压，接触器还可以保持接通状态，这就是接触器的“自锁”。如果要断开接触器，就按动按钮开关的“停”，接触器失电，断开了电路。如图所示： 图3-1
31、0 自锁电路原理图第4章 确定变压器的结构和容量4.1 变压器的容量计算本设计属于三级负荷，故只需一台变压器即可。由题目中所给出的数据：直流电动机额定功率为50kW，额定电压220V，效率0.85。可得： 式（4-1） 所以整流变压器的二次绕组为星形接法，二次侧的相电流是相位差180的正负矩形波，因此其有效值为：=436A （4-2）变压器总的计算负荷为： =188.8kVA 式（4-3）考虑到变压器留有一定余量，我们选择 Sn=1.2 S30=1.2188.8=227kVA 式（4-4）所以，我们取200kVA，即选择容量为200kVA的变压器即可。变压器的型号可选S9-200/10（6.3
32、）。（见附录B）4.2 变压器的结构选择电力变压器的基本结构，包括铁心和绕组两大部分。绕组又分高压和低压或一次和二次绕组等。电力变压器的连接组别，是指变压器一、二次绕组因采取不同的联结方式而形成变压器一、二次侧对应的线电压之间不同相位关系。一、二次侧电压为250/380V的配电变压器有Y,yn0和D,yn11（即/Y0-11）两种常见的组别。因为，变压器采用D,yn11联结较之采用Y,yn0联结有下列优点：1）对D,yn11联结变压器来说，其3n次（n为正整数）偕波电流在其三角形接线的一次绕组形成环流，从而不致注入公共的高压电网中去，这较只一次绕组接成星形接线的Y,yn0联结变压器更有利于抑制
33、高次偕波电流。2）D,yn11联结变压器的零序阻抗较之Y,yn0联结变压器的零序阻抗小得多，从而更有利于低压单相接地短路故障的保护和切除。3）当接用单相不平衡负荷时，由于Y,yn0联结变压器要求中性线电流不超过二次绕组额定电流的25，因而严重限制了接用单相负荷的容量，影响了变压器设备能力的发挥。所以，我们选择D,yn11联结变压器。我们选择200 kVA，即选择容量为200kVA的变压器即可。变压器的型号可选S9-200/10（6.3），联结组标号D,yn11。第5章 确定晶闸管的规格和数量5.1 晶闸管参数的计算与选择根据直流电动机额定电压Un=220V，三相半波整流供电电压不能超过这个电压
34、，所以晶闸管的控制角要受一定约束,则根据式（5-1） 式（5-1）可得， =即最小控制角不能小于。流过晶闸管的电流有效值为 式（5-2） 流过晶闸管的通态平均电流为=197A 式（5-3）由于晶闸管的过载能力比一般电磁器件小，因而要选用晶闸管的通态平均电流为其实际正常平均值的1.52.0倍，取300A，使之有一定的安全裕量。但是在实际的设计过程中要求1500A，故流过晶闸管的电流有效值应设计为=0.5771500=866A 式（5-4）流过晶闸管的通态平均电流为=0.3681500=552A 式（5-5）它比实际流过晶闸管的要大。再考虑到安全裕量，取2倍为1104A，可选通态平均电流参数为10
35、00A的晶闸管。晶闸管的断态重复峰值电压和反向重复峰值电压为V 式（5-6）选用时额定电压应为正常工作峰值的23倍，取3倍为1062V，取整1000V。根据以上晶闸管的参数计算和主电路设计需要，可见附录C查出普通晶闸管主要参数，选出合适的晶闸管型号、规格与数量。我们选用型号为KP1000的晶闸管6个，通态平均电流选1000A，断态重复峰值电压和反向重复峰值电压选1003000V。第6章 计算主电路的平波电抗器量6.1 主电路电抗器总电感量的计算整流电路的脉动数m=2、3、6、，其数目总是有限的，比直流电机每对极下换向片的数目要少的多，因此，除非主电路电感L= 否则，V-M系统的电流脉动更为严重
36、。在V-M系统中，脉动电流会增加电机的发热，同时也产生脉动转矩，对生产机械不利。为了避免或减轻这种影响，须采用抑制电流脉动的措施。主要是措施是： （1）增加整流电路相数，或采用多重化技术。（2）设置平波电抗器。平波电抗器的电感量一般按低速轻载时保证电流连续的条件来选择。通常首先给定最小电流以A为单位；再利用它计算所需的总电感量，以mH为单位，减去电枢电感，即得平波电抗应有的电感值。对于三相半波整流电路，总电感量的计算公式 式（6-1）其中设计要求中已经给出为10A，通过式（4-7）可算出总的电感量为式（6-2）第7章 设计速度电流负反馈电路7.1 双闭环控制系统结构图 图7-1 转速电流双闭环
37、调速系统为了实现转速电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级联结如图7-1。这就是说把转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。从闭环结构上看，电流环在里面，叫做环，转速换在外面叫做外环，这样就形成了转速电流双闭环调速系统。 图7-2 双闭环控制系统结构图 为了获得良好的静动态性能，双闭环调速系统的两个调节器一般都采用PI调节器，其原理图示于图7-2。7.2 双闭环控制系统的参数计算7.2.1 设计中一些参数计算计算 式（7-1）理想空载转速 式（7-2）额定电磁转矩 式（7-3）额定转速降 式（7-
38、4）静差率 式（7-5）7.2.2 双闭环系统给定的技术指标技术指标：允许过载倍数 晶闸管装置放大倍数时间常数：， 动态指标：电流超调量 空载起动到额定转速时的转速超调量 7.3双闭环系统静态参数计算 取转速给定电压 式（7-6） 取电流给定电压 式（7-7） 取晶闸管电压放大倍数 晶闸管逆变器的滞后时间常数 静差率要求的速度降 由于采用了抑制零点漂移PI调节器，故稳态时的速度降必须满足 式（7-9） 则 因为 取 若取 ， 电流环 所以 式（7-10） 静差率 7.4 双闭环系统动态参数计算7.4.1电流环的设计7.4.1.1确定时间常数（1） 整流装置滞后时间常数T 按表7-1， 表7-1
39、 各种整流电路的平均时空时间整流电路形式平均失控时间Ts/ms单相半波10单相桥式（全波）5三相半波3.33三相桥式，六相半波1.67 三相式电路的平均失控时间（2） 电流滤波时间常数，三相桥式电路每个波头的时间是，为了基本滤平波头应有，因此取（3） 电流环小时间常数 按小时间常数近似处理取7.4.1.2选择电流调节器结构 设计要求 而且 因此可以按照典型I型系统设计，电流调节器选用PI型，其传递函数为7.4.1.3选择电流调节器参数 ACR超前时间常数 电流环开环增益：要求时，应取（见表7-2）表7-2 典型型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数关系参数关系0.250.390.50.691.
40、0阻尼比超调量上升时间相角稳定裕度截止频率1.0076.30.243/T0.81.5%6.67T69.90.367/T0.7074.3%4.72T65.50.455/T0.69.5%3.34T59.20.596/T0.516.3%2.41T51.80.786/T因此 式（7-11） 式（7-12）7.4.1.4校验近似条件，电流环截止频率（1） 晶闸管装置传递函数近似条件 现在满足近似条件（2） 忽略反电动势对电流环影响的条件 现在满足近似条件（3） 小时间常数近似处理条件：现在 满足近似条件7.4.1.5电流调节器原理图如下所示，按所有运算放大器取 各电阻和电容值计算如下：取取取按照上述参数
41、，电流环可以达到 动态指标为满足设计要求。7.4.2转速环的设计7.4.2.1 确定时间常数 （1）电流环等效时间常数为 （2）转速滤波时间常数 取 （3）转速环小时间常数 按小时间常近似处理取7.4.2.2 选择转速调节器结构由于设计要求无静差，转速调节器必须含有积分环节，又根据动态要求，应按典型型系统设计转速环，所以ASR选用PI调节器，其传递函数为7.4.2.3 选择转速调节器参数按跟随和抗扰性能都较好的原则，取，则ASR 的超前时间常数为 式（7-13）转速开环增益 式（7-14） 于是，ASR的比例系数为 式（7-15）7.4.2.4 校验近似条件 转速环截止频率为（1）电流环传递函
42、数简化条件： 现在： 满足简化条件 （2）小时间常数近似处理条件： 现在：满足近似条件7.4.2.5 计算调节器电阻和电容 转速调节器原理如图 取 ，则 取 取 取7.4.2.6 校验转速超调量 当时， 式（7-16） 而 式（7-17）所以式（7-18）第8章 结 论本设计为“电流与转速双闭环直流调速系统的设计与研究”，经过调试证明设计的双闭环系统能满足设计指标的要求，完成了设计任务。实验结果表明经过该设计系统改进，与其为单闭环系统相比：机械特性偏硬，快速起制动，突加负载动态速将小。因为本系统采用了双闭环系统，所以系统能够通过两个转速调节器进行自动调节作用减少稳态速降，但是有超调。为使系统的
43、稳态性能更好，该系统采用无静差调节，即转速调节器采用比例积分调节器（PI调节器），使系统保证恒速运行，以保证满足更严格的生产要求。通过这次设计，我的各项能力都受到了系统的训练，不但扩展了视野，而且对以前从未接触过的电路设计方面的知识有所了解，第一次把四年所学的知识加以系统的综合，同时利用以前学过的理论知识应用于本次设计，当然设计过程中遇到很多的问题，但这对于我来说也是一种挑战和锻炼的机会。通过这次学习，本人进一步熟悉了电力拖动自动控制系统与电力电子技术的基本理论，加深了对一些比较抽象的理论知识的理解，对直流调速系统的基本结构、各控制单元的工作原理、系统的性能特点都有了更深入的理解。在查阅大量相关资料的同时，对当前直流调速领域和未来发展概貌也有了一定的了解。再次深深体会到书本上的知识是远远不够的，要更加深入得了解控制领域需要不断的学习和实践，才能够保持与时俱进。由于本人平时实践机会较少，在该次理论设计中难免有错误之处，在设计过程中，本人参考了其它书目的大量信息，对有价值的信息，经过剖析和处理后于与应用，希望老师批评指正。 参考文献1 伯时主编电力拖动自动控制系统第2版：机械工业，19922