《电容滤波的不可控整流电路和大功率可控整流电路河南理工大学电力电子.pptx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《电容滤波的不可控整流电路和大功率可控整流电路河南理工大学电力电子.pptx（84页珍藏版）》请在taowenge.com淘文阁网|工程机械CAD图纸|机械工程制图|CAD装配图下载|SolidWorks_CaTia_CAD_UG_PROE_设计图分享下载上搜索。
1、第第2 2章章 整流电路整流电路好学力行河南理工大学明德任责 内容提要内容提要v2.1 单相整流电路单相整流电路v2.2 三相整流电路三相整流电路v2.3 电容滤波的不可控整流电路电容滤波的不可控整流电路v2.4 大功率可控整流电路大功率可控整流电路v2.5 有源逆变电路有源逆变电路v2.6 整流电路的谐波及功率因数整流电路的谐波及功率因数v2.7 晶闸管晶闸管-直流电动机系统直流电动机系统v2.8 相控电路的驱动电路相控电路的驱动电路v2.9 PWM整流电路整流电路第1页/共84页2.3 电容滤波的不可控整流电路第2页/共84页2.3 电容滤波的不可控整流电路在交直交变频器、不间断电源、开关
2、电源等应用场合中，大量应用。由不可控整流电路提供直流电源，供后级的逆变器和斩波器等使用。最常用的是单相桥和三相桥两种接法。由于电路中的电力电子器件采用整流二极管，故也称这类电路为二极管整流电路。第3页/共84页电容滤波的单相不可控整流电路常用于小功率单相交流输入的场合，如目前大量普及的微机、电视机等家电产品中。1） 工作原理及波形分析工作原理及波形分析图图2-24 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a) 电路电路 b) 波形波形在u2正半周过零点至wt=0期间，因u2ud，故二极管均不导通，电容C向R放电，提供负载所需电流。至wt=0之后，
3、u2将要超过ud，使得VD1和VD4开通，ud=u2，交流电源向电容充电，同时向负载R供电。b)0iudq qd dp p2p pw wti,uda)+RCu1u2i2VD1VD3VD2VD4idiCiRud第4页/共84页电容滤波的单相不可控整流电路导通角导通角的确定：的确定：b)0iudq qd dp p2p pw wti,udu2过了峰值之后， u2和电容电压uC 都开始下降。 VD1和 VD4的关断时刻，从物理意义上讲，就是两个电压下降速度相等的时刻。)(/2tdduwPdtddu)(/w第5页/共84页2) 主要的数量关系 输出电压平均值输出电压平均值 电流平均值电流平均值 输出电流
4、平均值输出电流平均值IR为：为： IR = Ud /R Id =IR 二极管电流二极管电流iD平均值为：平均值为： ID = Id / 2=IR/ 2 二极管承受的电压二极管承受的电压 22U空载时， 。重载时，Ud逐渐趋近于0.9U2，即趋近于接近电阻负载时的特性。在 设 计 时 根 据 负 载 的 情 况 选 择 电 容 C 值 ，使 , 此时输出电压为： Ud1.2 U2。2d2UU 2/)53(TRC 电容滤波的单相不可控整流电路第6页/共84页 感容滤波的二极管整流电路实际应用为此情况，但分析复杂。ud波形更平直，电流i2的上升段平缓了许多，这对于电路的工作是有利的。图图2-27 感
5、容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a） 电路图电路图 b）波形）波形电容滤波的单相不可控整流电路第7页/共84页感容滤波的二极管整流电路:a)b)u2udi20d dq qp pw wti2,u2,ud电容滤波的单相不可控整流电路b)0iudq qd dp p2p pw wti,ud第8页/共84页电容滤波的三相不可控整流电路1） 基本原理某一对二极管导通时，某一对二极管导通时，输出电压等于交流侧线电压中最输出电压等于交流侧线电压中最大的一个大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。该线电压既向电容供电，也向负载供电。当没有二极管导通时，
6、由电容向负载放电，当没有二极管导通时，由电容向负载放电，ud按指数规按指数规律下降。律下降。图图2-28 电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形a)b)Oiaudiduduabuac0dqwtpp3wt第9页/共84页32=+t)-32( - tRC1232=+t2t)(d32sin6d)(d)+tsin(6dpdwdpwwpdwwpwqweUtU 电流id 断续和连续的临界条件wRC=33在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的， 分界点就是R= /wC。3由 “电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。假设在wt+d d =2p p/
7、3的时刻“速度相等”恰好发生，则有由上式可得（2-50）电容滤波的三相不可控整流电路)(/tdduabw)(/tddudw第10页/共84页在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的，分界点就是R= /wC。3图2-29电容滤波的三相桥式整流电路当wRC等于和小于 时的电流波形 a）wRC=b）wRC333a)b)wtwtwtwtaidaidOOOO电容滤波的三相不可控整流电路第11页/共84页考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况：电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。 随着负载的加重，电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形逐渐接近。图图2
8、-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形 a）电路原理图）电路原理图 b）轻载时的交流侧电流波形）轻载时的交流侧电流波形 c）重载且滤波电感很大时的交流侧电流波形）重载且滤波电感很大时的交流侧电流波形电容滤波的三相不可控整流电路第12页/共84页2) 主要数量关系（1）输出电压平均值）输出电压平均值 Ud在（在（2.34U2 2.45U2）之间变化）之间变化（2）电流平均值）电流平均值 输出电流平均值输出电流平均值IR为：为：IR = Ud /R 与单相电路情况一样，电容电流与单相电路情况一样，电容电流iC平均值为零，平均值为零， 因此：
9、因此： Id =IR 二极管电流平均值为二极管电流平均值为Id的的1/3，即：，即：ID = Id / 3=IR/ 3 （3）二极管承受的电压）二极管承受的电压 二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为 26U电容滤波的三相不可控整流电路第13页/共84页小 结 重点：重点：1 1）带电容滤波的二极管整流电路的）带电容滤波的二极管整流电路的输出输出 电压范围；电压范围； 2 2）该电路的）该电路的RCRC经验取值范围以及对经验取值范围以及对应应的输出电压；的输出电压；2.3 带电容滤波的二极管带电容滤波的二极管整流电路整流电路第14页/共84页2.4
10、 大功率可控整流电路第15页/共84页2.4 大功率可控整流电路引言采用大功率器件、器件串并联、整流电路串并联带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点：适用于低电压、大电流的场合，简称双反星型电路。多重化整流电路的特点：在采用相同器件时可达到更大的功率。可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而减小对供电电网的干扰。第16页/共84页带平衡电抗器的双反星形整流电路为消除直流磁化，变压器二次侧为两组匝数相同极性相反的绕阻，分别接成两组三相半波整流电路。电解电镀领域需用低电压大电流可调直流电源.思考：采用什么样的拓扑？单相/三相？半波还是全控桥？采用三相半波电路的并联，电压不变，电流增倍。aU
11、bUcUaU bU cU 第17页/共84页带平衡电抗器的双反星形整流电路两组三相半波整流电路直接并联-六相半波整流电路。任何时刻仅有一只管导通，任何时刻仅有一只管导通，每管最大的导通角为每管最大的导通角为60o。 =0o时，输出电压波形为时，输出电压波形为6相正弦的包络线相正弦的包络线；Ud =1.35 U2cos 6相半波整流电路晶闸管导相半波整流电路晶闸管导电时间短，变压器利用率低，电时间短，变压器利用率低，故极少采用。故极少采用。aUbUcUaU bU cU 第18页/共84页带平衡电抗器的双反星形整流电路两组三相半波整流电路直接并联-六相半波整流电路。 =0o 由于由于6个晶闸管阴极
12、接在一起，任意时刻，电压高的一相个晶闸管阴极接在一起，任意时刻，电压高的一相导通后，其它导通后，其它5个管子授反向电压不能导通，任意时刻只有个管子授反向电压不能导通，任意时刻只有一个晶闸管工作，并未真正实现并联工作。一个晶闸管工作，并未真正实现并联工作。 如何使正反组如何使正反组同时各有一只管子导通，提高输出电流？同时各有一只管子导通，提高输出电流？ 解决办法：解决办法：加平衡电抗器加平衡电抗器。第19页/共84页带平衡电抗器的双反星形整流电路图2-33 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路平衡电抗器：带有中心抽头，数值一般较大；接在两个星两个星形的中点间形的中点间；平衡电抗器作用：平衡两组三相
13、半波整流电路瞬时电压，保证两组三相半波整流电路能同时导通，实现并联运行。与三相桥式电路相比，双反星形电路的输出电流可大一倍。双反星型整流电路带平衡电抗器第20页/共84页绕组的极性相反的目的：消除直流磁通势如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。i1、i2的正负半周对称。图 双反星形电路， =0时两组整流电压、电流波形带平衡电抗器的双反星形整流电路第21页/共84页平衡电抗器使得两组三相半波整流电路同时导电的原理分析：带平衡电抗器的双反星形整流电路以VT1和VT6同时导通为例；在wt1处， ，给两管门极同时加触发脉冲。控制角=0。0bauu
14、第22页/共84页图2-36 平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况带平衡电抗器的双反星形整流电路在wt1处，给两管门极同时加触发脉冲。控制角=0。等效电路如右。由于 ，VT6先导通，形成负载电流，此电流在 Lp上感应一电动势，左负右正，其值设为up/2 ，同时在 另一侧感应出 up/2 ，极性如图。两管VT1和VT6共阴极，现以中心抽头为参考点，分析两管的阳极电位。0bauu1/ 2,apuuu6/ 2bpuuu第23页/共84页图2-36 平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况时间推迟至时间推迟至ub与与ua的交点时，的交点时， ub = ua ， 。之后之后 ub ub ，电流才从，
15、电流才从VT6换至换至VT2。此时。此时VT1、VT2同时导通。同时导通。每一组中的每一个晶闸管仍按三相半每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导通。波的导电规律而各轮流导通。0pu带平衡电抗器的双反星形整流电路可见，平衡电抗器起到了电势平衡的作用，补偿了 的电势差,使得VT1和VT6能够同时导通。 bauu和1/ 2,apuuu6/ 2bpuuu第24页/共84页由上述分析可得，并联运行时有：图2-35 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形12uuudd2pu ,uwupd1d2OO60 360 wt1wttb)a)uaubucucuaubub带平衡电抗器的双
16、反星形整流电路12uuudd1p1()2uuudd1d2p2uuudd1第25页/共84页 =30 、 =60 和 =90 时输出电压的波形分析图2-37 当 =30 、60 、90 时，双反星形电路的输出电压波形 分析输出波形时，可先求出分析输出波形时，可先求出ud1和和ud2波形，然后根据式（波形，然后根据式（3-98）做出波形做出波形( ud1+ud2 ) / 2。输出电压波形与三相半波电路输出电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了，比较，脉动程度减小了，脉动脉动频率加大一倍频率加大一倍，f=300Hz。电感负载电感负载情况下，移相范围是情况下，移相范围是90 。电阻负载电阻负载情况
17、下，移相范围为情况下，移相范围为120 。9090 。6060 。3030 udududw wtOw wtOw wtOuaubucucuaububucucuaububucucuaub带平衡电抗器的双反星形整流电路第26页/共84页整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为: Ud=1.17 U2 cos 将将双反星形电路与三相桥式电路进行比较双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得可得出以下结论：出以下结论：三相桥为两组三相半波三相桥为两组三相半波串联串联，而双反星形为两组三，而双反星形为两组三相半波相半波并联并联，且后者需用平衡电抗器。，且后者需用平衡电抗器。当当U2相等时，双反星形的相等时，
18、双反星形的Ud是三相桥的是三相桥的1/2，而，而Id是是三相桥的三相桥的2倍。倍。两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，一样，ud和和id的的波形形状一样，均为波形形状一样，均为6脉波脉波。带平衡电抗器的双反星形整流电路第27页/共84页多重化整流电路概述： 整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。原理： 按照一定的规律将两个或更多的相同结构的整流电路进行组合得到。目标：目标： 移相多重联结移相多重联结减少交流侧输入电流谐波。减少交流侧输入电流谐波。第28页/共84页1)
19、 移相多重联结图2-38 并联多重联结的12脉波整流电路有有并联多重联结并联多重联结和和串联多串联多重联结重联结。可减少输入电流谐波，减可减少输入电流谐波，减小输出电压中的谐波并提小输出电压中的谐波并提高纹波频率，因而可减小高纹波频率，因而可减小平波电抗器。平波电抗器。使用使用平衡电抗器平衡电抗器来平衡来平衡2组整流器的电流。组整流器的电流。2个三相桥并联而成的个三相桥并联而成的12脉波整流电路脉波整流电路。多重化整流电路第29页/共84页移相30 构成的串联2重联结电路图2-39 移相30 串联2重联结电路 图2-40 移相30 串联2重联结电路电流波形整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形
20、接法构成整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差相位相差30 、大小相等的两组电压。、大小相等的两组电压。该电路为该电路为12脉波整流电路。脉波整流电路。星形三角形多重化整流电路相移60折算到原边叠加:d=a+c第30页/共84页iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下：)32(34dd1IIImpp单桥时为, 3 , 2 , 1, 112341dkknInImnp即输入电流谐波次数为即输入电流谐波次数为12k1，其幅值与次数成反，其幅值与次数成反比而降低。比而降低。该电路的其他特性如下：该电路的其他特性如下：直流输出电压直流输出电压 位移因数位移因数 cosj j1 1=
21、cos （单桥时相同）（单桥时相同）功率因数功率因数 l l= cosj j1 1 =0.9886cos, , 其中其中 为基波因数。为基波因数。226 6cos4.68cosdUUUp多重化整流电路1II第31页/共84页利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20 ，可将三组桥构成串联3重联结电路：整流变压器采用星形三角形组合无法移相整流变压器采用星形三角形组合无法移相20 ，需采，需采用特殊接法，如用特殊接法，如曲折接法和延边三角形接法曲折接法和延边三角形接法。整流电压整流电压ud在每个电源周期内脉动在每个电源周期内脉动18次，故此电路次，故此电路为为18脉波整流电路脉波整流电路。交流侧输
22、入电流谐波更少，为交流侧输入电流谐波更少，为18k1次（次（k=1, 2, 3），），ud的脉动也更小。的脉动也更小。输入位移因数和功率因数分别为：输入位移因数和功率因数分别为：cosj j1 1=cos ; ; l l=0.9949cos 多重化整流电路第32页/共84页将整流变压器的二次绕组移相15 ，可构成串联4重联结电路： 为为24脉波整流电路脉波整流电路。 其交流侧输入电流谐波次为其交流侧输入电流谐波次为24k1，k=1，2，3 输入位移因数功率因数分别为：输入位移因数功率因数分别为：cosj j1 1=cos; ; l l=0.9971cos 采用多重联结的方法并不能提高位移因数，
23、但可使输采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。功率因数。多重化整流电路第33页/共84页小 结 重点：重点：1 1）带平衡电抗器的双反星型整流电）带平衡电抗器的双反星型整流电路的路的电路结构特点（双反星型、电路结构特点（双反星型、LpLp）和）和工工作特性作特性( (与三相桥比与三相桥比) )； 2 2）多重化整流电路的构成方法、规）多重化整流电路的构成方法、规律及律及优点；优点；2.4 大功率可控整流电路大功率可控整流电路第34页/共84页补充：单结晶体管触发电路 第35页/共84页
24、单结晶体管电路a) 内部结构内部结构 b) 等效电路等效电路 c) 电路符号电路符号 d) 外形外形第36页/共84页单结晶体管电路VD导通时，由于电导调制效应，导通时，由于电导调制效应，Rb1显著下降。显著下降。电流越大，电流越大，Ue随之下降，表现出负阻特性。随之下降，表现出负阻特性。P：峰：峰点电压和电流；点电压和电流；V：谷点电压和电流。：谷点电压和电流。第37页/共84页单结晶体管触发电路单结晶体管触发电路弛张振荡电路弛张振荡电路第38页/共84页单结晶体管触发电路单结晶体管触发电路第39页/共84页单结晶体管触发电路单结晶体管触发电路电振机原理电路电振机原理电路分档控制分档控制 第
25、40页/共84页单结晶体管触发电路单结晶体管触发电路连续控制连续控制第41页/共84页小 结 重点：重点：1 1）单结晶体管的特性：发射结电压）单结晶体管的特性：发射结电压大于大于 峰点电压则导通，小于谷点电压则峰点电压则导通，小于谷点电压则截截止。峰点电压、谷点电压与单结晶止。峰点电压、谷点电压与单结晶体体管的电源电压成正比。管的电源电压成正比。 2 2）单结晶体管弛张振荡触发电路原）单结晶体管弛张振荡触发电路原理：理：电容充电电压达到峰点电压时，单电容充电电压达到峰点电压时，单结结晶体管导通，电容放电形成脉冲；晶体管导通，电容放电形成脉冲；充充电电流越大，脉冲越早。电电流越大，脉冲越早。单
26、结晶体管触发电路单结晶体管触发电路第42页/共84页2.5 有源逆变电路逆变的概念三相桥式有源逆变电路逆变失败与最小逆变角的限制第43页/共84页逆变的概念1) 什么是逆变？为什么要逆变？逆变（Invertion）把直流电转变成交流电，整流的逆过程。逆变电路把直流电逆变成交流电的电路。有源逆变电路交流侧和电网连结，能量流向电网。 应用：直流可逆调速系统、交流绕线转子异步电动机串级调速以及高压直流输电、新能源发电并网等。无源逆变电路交流侧不与电网联接，能量流向负载，将在第4章介绍。对于可控整流电路，满足一定条件就可工作于有源逆变，其电路形式未变，只是电路工作条件转变。第44页/共84页2) 直流
27、发电机电动机系统电能的流转图2-41 直流发电机电动机之间电能的流转a）两电动势同极性EG EM b）两电动势同极性EM EG c）两电动势反极性，形成短路电路过程分析。两个电动势同极性相接时，电流总是从电动势高的流向低的，回路电阻小，可在两个电动势间交换很大的功率。能量 能量 +-+-a）EG EM b）EGEM c）形成短路能量 能量 +-+-+-+-+-+-电能流向：电能流向：电流从正端流出 输出能量电流从正端流入 吸收能量逆变的概念第45页/共84页逆变的概念3) 逆变产生的条件单相全波电路代替上述发电机交流电网输出电功率电动机输出电功率整流：交流电能直流电能逆变：直流电能交流电能矿井
28、提升机、电梯、电力机车第46页/共84页逆变的概念产生有源逆变工作的两个条件：外部条件：负载中有直流电动势，其极性对晶闸管而言为正向电压。内部条件：晶闸管的控制角 /2，使变流器直流侧平均电压Ud为负值，负值，且应使且应使|Ud|略小于外加电略小于外加电动势动势 |EM|。注意：半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压ud不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动势，故不能实现有源逆变。故实现有源逆变，只能采用全控电路。u10udu20u10OOwtwtIdidUdEMiVT1iVT2iVT2id=iVT +iVT12第47页/共84页注意：半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压ud不能出
29、现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动势，故不能实现有源逆变。故实现有源逆变，只能采用全控电路。假设可出现负值，进行分析逆变的概念第48页/共84页逆变和整流的区别：控制角 不同 0 p p /2 时，电路工作在整流状态。时，电路工作在整流状态。 p p /2 p p /2时的控制角用时的控制角用 pp = b b 表示，表示， b b 称为称为逆变角逆变角， 与与 b b 描述的是描述的是同一个同一个脉冲脉冲， 逆变角逆变角 b b 和控制角和控制角 的计量方向相反，的计量方向相反，其大小自其大小自b b =0的起始点的起始点向左方向左方计量。计量。 b b =p p；逆变的概念00cos(
30、120 )cos(60 ) 02cos0.9cosddUUU02cos0.9cosddUUUbb 整流电压：逆变电压：注：注： = 1200 与与 b b =600 为同一脉为同一脉冲：冲：第50页/共84页三相桥式电路工作于有源逆变状态。为了实现逆变：为了实现逆变： 控制角控制角 p p /2，或，或bp bp /2， Ud为上负下正，即为上负下正，即Ud90，则电路仍可工作，但电流断续，电压，则电路仍可工作，但电流断续，电压均值为均值为0。如在负载中加入与晶闸管同向的较大电动势，。如在负载中加入与晶闸管同向的较大电动势，电流可以连续，电压均值为负值。即为逆变状态。电流可以连续，电压均值为负
31、值。即为逆变状态。第52页/共84页三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的输出电压波形如图所示。图图2-45 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形三相桥式有源逆变电路第53页/共84页有源逆变状态时各电量的计算：MddEUIR输出直流电流的平均值： 式中变量均取绝对值。bbcos35. 1cos34. 222LdUUU每个晶闸管导通2p p/3，故流过晶闸管的电流有效值为：ddVTIII577. 03直流回路中功率平衡关系为：2MddddEIU II R当逆变工作时，直流电源逆变送到电网的功率为UdId。在三相桥式电路中，变压器二
32、次侧线电流的有效值为：ddVTIIII816.03222三相桥式有源逆变电路第54页/共84页逆变失败与最小逆变角的限制逆变失败（逆变颠覆） 逆变时，一旦逆变时，一旦换相失败换相失败，外接直流电源就会通，外接直流电源就会通过晶闸管电路过晶闸管电路短路短路，或使变流器的输出平均电压和或使变流器的输出平均电压和直流电动势变成直流电动势变成顺向串联顺向串联，形成很大形成很大短路电流短路电流。触发电路触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，晶闸管分配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正常换相。致使晶闸管不能正常换相。晶闸
33、管晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通；发生故障，该断时不断，或该通时不通；交流电源交流电源缺相或突然消失。缺相或突然消失。换相的裕量角换相的裕量角不足，引起换相失败。不足，引起换相失败。1) 逆变失败的原因逆变失败的原因形成短路逆变失败与最小逆变角的限制逆变失败与最小逆变角的限制输出正弦波，均值为0，短路电流大。第55页/共84页整流变压器漏抗（漏感）对变流电路的影响udidwtOwtOgiciaibiciaIduaubuc变压器漏感用LB表示，可限制di/dt，有利于开关管的工作。同时，在换相时，要关断的相和要开通的相的电流均不能突变，因此存在一个两相同时导通的换相过程。换相重叠角换相
34、过程持续的时间，用电角度表示。第56页/共84页整流变压器漏抗（漏感）对变流电路的影响udidwtOwtOgiciaibiciaIduaubuc换相过程中，输出电压计算： 如VT1向VT2换相时，两相 同时导通。tiLuuaddadBtiLubddbB2bauu 换相过程中，整流电压ud为同时导通的两个晶闸管所对应的两个相电压的平均值。如图。第57页/共84页 综上，由于变压器漏抗的存在： 1）使得换相有一个重叠过程； 2）在此期间输出电压ud波形为相邻两相电压的算术平均值，换流重叠角g g使ud的正面积减小而负面积增大，因此在a90 （逆变）时，g g会使平均面积Ud增加 Ud（即负的幅值增
35、大）。 3）可限制di/dt，有利于开关管的工作。 4）使电路中的电压波形出现缺口，从而引入了更多的谐波和干扰。第58页/共84页换相重叠角对逆变的影响：图2-46 交流侧电抗对逆变换相过程的影响 当b b g g 时，换相结束时，晶闸管能承受反压而关断。如果b b g g 时（从图2-46右下角的波形中可清楚地看到），该通的晶闸管（VT1）会关断，而应关断的晶闸管（VT3)不能关断，最终导致逆变失败。 udOOidw wtw wtuaubucuaubpb bg gb b g g g gb bb b g giVT1iVTiVT3iVTiVT322如果某一个脉冲丢失， 不能触发后相来关断前项，造
36、成前相继续导通到正半周，从而形成短路逆变失败逆变失败与最小逆变角的限制逆变失败与最小逆变角的限制第59页/共84页 采用精确可靠的触发电路；采用精确可靠的触发电路； 使用性能良好的晶闸管；使用性能良好的晶闸管； 保证交流电源的质量；保证交流电源的质量； 留出充足的换相裕量角。留出充足的换相裕量角。2) 防止逆变失败的措施防止逆变失败的措施逆变失败与最小逆变角的限制第60页/共84页逆变失败与最小逆变角的限制2) 确定最小逆变角b bmin的依据逆变时允许采用的最小逆变角b b 应等于b bmin=d d +g g +q q （2-72）d d 晶闸管的关断时间晶闸管的关断时间tq折合的电角度折
37、合的电角度g g 换相重叠角换相重叠角q q安全裕量角安全裕量角 tq大的可达大的可达200300ms，折算到电角度约，折算到电角度约4 5 。随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。主要针对主要针对脉冲不对称程度（一般可达脉冲不对称程度（一般可达5 ），），约取约取10 。逆变失败与最小逆变角的限制逆变失败与最小逆变角的限制第61页/共84页g g 换相重叠角的确定：1) 查阅有关手册 举例如下：整流电压 整流电流变压器容量短路电压比Uk%g g220V800A240kV。A5%15202) 参照整流时参照整流时g g 的计算方法的计算方法mUXIBdpg
38、sin2)cos(cos2（2-73）（2-74）根据逆变工作时根据逆变工作时 ，并设，并设 ，上式可改写成，上式可改写成bpgbmUXIBdpgsin21cos2这样，这样， b bmin一般取一般取30 35 。逆变失败与最小逆变角的限制第62页/共84页小 结 重点：重点：1 1、有源逆变的概念及应用：、有源逆变的概念及应用： 2 2、有源逆变的、有源逆变的2 2个条件；个条件；3 3、有源逆变电路的波形分析；、有源逆变电路的波形分析；4 4、有源逆变的逆变失败原因及预、有源逆变的逆变失败原因及预防防 措施；措施；5 5、最小逆变角的选择；、最小逆变角的选择；6 6、变压器漏感对变流电路
39、的影响。、变压器漏感对变流电路的影响。2.5 2.5 有源逆变电路有源逆变电路第63页/共84页2.6 整流电路的谐波和功率因数第64页/共84页随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带来的谐波(harmonics) 问题日益严重，引起了关注。谐波的危害：额外发热，降低设备的效率。影响用电设备的正常工作。引起电网局部的谐振，使谐波放大，加剧危害。导致继电保护和自动装置的误动作。对通信系统造成干扰。谐波标准；按谐波量收取电费。2.6 整流电路的谐波和功率因数第65页/共84页谐波和无功功率分析基础1） 谐波(以电压为例分析，适用于电流情况)对于非正弦波电压，当满足狄里赫利条件时，可分解为傅
40、里叶级数。（傅里叶为法国人） 正弦波电压可表示为：正弦波电压可表示为：( )2sin()uu tUtw 狄里赫利条件： 对周期为T的函数f(x)，若满足 1. 在定义区间上， f(x)须绝对可积； 2. 在任一有限区间中， f(x)只能取有限个极值点； 3. 在任何有限区间上， f(x)只能有有限个第一类间断点。则可分解为傅里叶级数，且该级数收敛。第66页/共84页谐波和无功功率分析基础2001( )22af x dxpp傅里叶级数：直流分量直流分量第67页/共84页谐波和无功功率分析基础n次谐波电流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表示 电流谐波总畸变率THDi（
41、Total Harmonic distortion)为: %1001IIHRInn%1001IITHDhi基波（fundamental）频率与工频相同的分量；谐波频率为基波频率大于1整数倍的分量；谐波次数谐波频率和基波频率的整数比；第68页/共84页谐波和无功功率分析基础第69页/共84页2） 功率因数正弦电路中的情况正弦电路中的情况电路的有功功率就是其平均功率电路的有功功率就是其平均功率：pjwp20cos)(21UItuidP视在功率为电压、电流有效值的乘积，即视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI 无功功率定义为：无功功率定义为： Q=U I sinj j功率因数功率因数l l 定
42、义为有功功率定义为有功功率P和视在功率和视在功率S的比值：的比值：SPl 此时无功功率此时无功功率Q与有功功率与有功功率P、视在功率、视在功率S之间有如下关系：之间有如下关系：222QPS功率因数是由电压和电流的相位差功率因数是由电压和电流的相位差j j 决定的决定的：l l =cos j j谐波和无功功率分析基础第70页/共84页非正弦电路中的情况有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数仍由式率因数仍由式 定义。定义。不考虑电压畸变，研究电压为正弦波、电流为非正弦波的情况不考虑电压畸变，研究电压为正弦波、电流为非正弦波
43、的情况有很大的实际意义。（整流电路多为非线性电路。）有很大的实际意义。（整流电路多为非线性电路。）SPl非正弦电路的有功功率非正弦电路的有功功率 ：P=U I1 cosj j1 （2-76）功率因数为功率因数为：11111coscoscosUIIPSUIIl（2-77） 基波因数基波因数 =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效值之比，即基波电流有效值和总电流有效值之比 位移因数（基波功率因数）位移因数（基波功率因数）cosj j 1功率因数由功率因数由基波电流相移基波电流相移和和电流波形畸变电流波形畸变这两个因素共这两个因素共同决定的。同决定的。谐波和无功功率分析基础第71页/共84页1
44、) 单相桥式全控整流电路忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流电感电感L为足够大（电流为足够大（电流i2的波形见图）的波形见图）i2Ow wtdLLL,5,3,1,5,3,12sin2sin14)5sin513sin31(sin4nnntnItnnItttIiwwpwwwpdd（3-72）变压器二次侧电流谐波分析，基波和谐波有效值：变压器二次侧电流谐波分析，基波和谐波有效值：pnIInd22n=1,3,5,（3-73） 电流中仅含奇次谐波。电流中仅含奇次谐波。 各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效
45、值的比值为谐波次数的倒数。比值为谐波次数的倒数。阻感负载可控整流电路交流侧谐波分析第72页/共84页基波电流有效值为 （2-80） i2的有效值I= Id，结合式（3-74）可得基波因数为 （2-81）电流基波与电压的相位差就等于控制角 ，故位移因数为 （2-82） 所以，功率因数为 d122IIppII12 209 .1112 2coscos0.9cosIIllpjlcoscos11（2-83） 功率因数计算功率因数计算阻感负载可控整流电路交流侧谐波分析第73页/共84页阻感负载可控整流电路交流侧谐波分析2u21i2i180单相全控桥整流的交流侧电流波形、基波分量及相位关系单相全控桥整流的交
46、流侧电流波形、基波分量及相位关系第74页/共84页2）三相桥式全控整流电路图3-23 三相桥式全控整流电路带阻感负载a=30 时的波形阻感负载，忽略换相阻感负载，忽略换相过程和电流脉动，直过程和电流脉动，直流电感流电感L为足够大。为足够大。以以 =30 为例，此时，为例，此时，电 流 为 正 负 半 周 各电 流 为 正 负 半 周 各120 的方波，其有效的方波，其有效值与直流电流的关系值与直流电流的关系为：为：d32II （3-78）tud1 = 30ud2uduabuacubcubaucaucbuabuac w wtOw wOw wtOw wtOidiaw wt1uaubucd32II
47、（2-78）阻感负载可控整流电路交流侧谐波分析第75页/共84页阻感负载可控整流电路交流侧谐波分析变压器二次侧电流谐波分析：电流基波和各次谐波有效值分别为电流基波和各次谐波有效值分别为,3,2,1,16,66dd1kknInIIInpp（2-85）电流中仅含电流中仅含6k 1（k为正整数）次谐波。为正整数）次谐波。各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。谐波次数的倒数。功率因数计算功率因数计算基波因数：基波因数：955.031pII（2-86）位移因数仍为：位移因数仍为：jlcoscos11（2-87）功率因数
48、为：pjllcos955.0cos3cos111II（2-88）第76页/共84页阻感负载可控整流电路交流侧谐波分析au1ai120dI30ai30三相全控桥整流的交流侧电流波形、基波分量及相位关系三相全控桥整流的交流侧电流波形、基波分量及相位关系第77页/共84页1) 单相桥式不可控整流电路 实用的单相不可控整流电路采用感容滤波。电流波形的傅里叶解析式复杂，直接给出结论。电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下规律：规律：谐波次数为奇次。谐波次数为奇次。谐波次数越高，谐波幅值越小。谐波次数越高，谐波幅值越小。谐波与基波的关系不固定谐波与
49、基波的关系不固定,受负载轻重影响。负载越轻，则受负载轻重影响。负载越轻，则电流畸变越严重，谐波越大。电流畸变越严重，谐波越大。 越大，则谐波越小。越大，则谐波越小。LCw关于功率因数的结论如下：关于功率因数的结论如下：位移因数接近位移因数接近1，轻载超前（表现为容性负载），重载滞后。，轻载超前（表现为容性负载），重载滞后。功率因数大小受负载和滤波电感影响。重载大电感时值较大。功率因数大小受负载和滤波电感影响。重载大电感时值较大。不可控整流电路交流侧谐波分析第78页/共84页不可控整流电路交流侧谐波分析2) 三相桥式不可控整流电路 实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感。交流侧谐波
50、组成有如下规律：谐波次数为6k1次，k =1，2，3。谐波次数越高，谐波幅值越小。谐波与基波的关系不固定，重载大电感时谐波量小。关于功率因数的结论如下：关于功率因数的结论如下：位移因数通常是滞后的位移因数通常是滞后的,但与单相时相比但与单相时相比,位移因数更接近位移因数更接近1。随负载加重（随负载加重（w wRC的减小），总的功率因数提高；同时，的减小），总的功率因数提高；同时，随滤波电感加大，总功率因数也提高。随滤波电感加大，总功率因数也提高。第79页/共84页 整流电路的输出电压中主要成分为直流，同时包含各种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的。图2-49 =0时，m脉波整流电路的整