2022年逆变电源 .pdf

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1、陕西理工学院毕业设计第 1 页 共 48 页第 1 章绪论1.1 研究逆变电源的意义随着各行各业控制技术的发展和对操作性能要求的提高，许多行业的用电设备都不是直接用交流电网提供的交流电作为电能源，而是通过各种形式对其进行变换，从而得到各自所需的电能形式。 逆变就是对电能进行变换和控制的一种基本形式，它完成将直流电变换成交流电的功能。 现代逆变技术是研究现代逆变电路的理论和应用设计方法的学科，这门学科综合了现代电力电子开关器件技术、现代功率变换技术、模拟和数字电子技术、PWM 技术、开关电源技术和现代控制技术等多种实用设计技术，已被广泛的用于工业和民用领域中的各种功率变换系统和装置中。早期的变频

2、电源，只需要其输出电压、频率可调即可，然而，今天的变频电源除这些要求外， 还必须环保无污染，即绿色环保变频电源。因而高性能的变频电源必须满足:(l)高的输入功率因数， 低的输出阻抗 ;(2) 快速的暂态响应，稳态精度高 ;(3) 稳定性高， 效率高， 可靠性高 ;(4) 低的电磁干扰 ;(5) 智能化。由于传统的变频电源采用模拟控制技术，难以实现上述要求。因而，研究数字化控制技术的绿色变频电源技术，对当今提出的“节能、高效、绿色、环保”工业口号的实现具有重要意义。1.2 目前研究的现状一般的电源跟负载相连，因而这里仅讨论无源逆变技术。从相关文献可知，目前对逆变电源的研究主要集中在以下几个方面：

3、1.2.1 拓扑形式12 5611121520目前常用的逆变电路拓扑形式主要有：常规逆变电路拓扑，软开关逆变电路拓扑，多电平逆变电路拓扑等。1 常规逆变电路拓扑常规逆变电路拓扑可分为单相半桥、单相桥式、 三相桥式电路等，根据直流侧电源性质，又可将其分为电压源型逆变电路（VSTI ）和电流源型逆变电路（CSTI） 。单相逆变电路的优点是简单，使用器件少，常用于几KW 以下的小功率逆变电源。三相桥式逆变电源应用较多。2 软开关逆变电路拓扑逆变电源为得到更好的交流输出波形，将会提高全控型电力电子器件的开关频率，同时，开关损耗也会随之增加，电路效率严重下降，电磁干扰也增大了，所以简单的提高开关频率是不

4、行的。 针对这些问题出现了软开关技术，它是以谐振为主的辅助换流手段，解决了电路中的开关损耗和开关噪声问题，使开关频率可以大幅度提高。软开关技术总的来说可以分为零电压（ZVS） 和零电流 ( ZCS) 两类，按照其出现的先后，可以将其分为准谐振、零开关 PWM和 PWM 三大类。每一类都包括拓扑和众多的派生拓扑。名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 1 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 2 页 共 48 页 3 三电平或多电平逆变电

5、路拓扑多电平逆变器的思想最早由日本Nabae 于 20 世纪 80 年代初提出的。其基本原理是通过多个直流电平来合成逼近正弦输出的阶梯波电压。其优点是减小逆变器输出谐波，降低了开关管电压应力。多电平拓扑结构种类较多，但是大致可分为：二极管钳位型，飞跨电容性和独立直流电源级联多电平这三种拓扑结构。这三种多电平拓扑结构各有优点，其中应用最广泛的是二极管钳位型多电平拓扑结构。1.2.2 调制形式12 5714 1 方波控制方波逆变器输出的交流电压波形为方波，占空比不可调。此类逆变器所使用的逆变线路也不完全相同，但共同的特点是线路比较简单，使用的功率开关管数量很少。这类逆变器还有调压范围不够宽，保护功

6、能不够完善，噪声比较大等缺点，设计功率一般在百瓦至千瓦之间。2 SVPWM 调制SVPWM ( 空 间电压矢量控制PWM ) 调制也叫磁通正弦 PWM 法 ，它以三相波形整 体生 成效果 为前 提 , 以逼 近电机 气隙的 理想 圆形旋 转磁 场轨迹 为目 的 , 用逆 变器不同的 开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通 , 由它们的比较结果决定逆变器的开关 ,形成PWM波形。此法从电动机的角度出发, 把逆变器和电机看作一个整体, 以内切 多边形逼近圆的方式进行控制, 使 电机获得幅值恒定的圆形磁场 ( 正弦磁通) 。它提出主要是为解决电机变频驱动问题，现已被用到 PWM 逆变和PWM 整流

7、技术中。3 SPWM 调制SPWM 法就是用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的 PWM 波 形即 SPWM波形 控制逆变电路中开关器件的通断 , 使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波 在相应区间内的面积相等, 通过 改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。1.2.3 控制策略与模拟控制相比， 变频电源采用全数字化控制具有一下优势: 温度漂移小， 抗干扰能力强，可靠性高，稳定性好。数字式部件结构牢固，体积小，重量轻，耗能少，易于标准化。提高了信息存储、监控、诊断以及分级控制的能力，使系统更趋于智能化，系统维护方便。控制策略灵活，可以方便实现许多复杂、智能的算法提高

8、性能。但同时也出现了如下问题： 量化过程的误差使系统性能有所下降，数字处理器采样、计算延时带来的变频电源最大占空比受限问题等，这些问题使得数字控制在变频电源性能提高的发挥中受到了阻碍。 为了提高数字控制变频电源的性能，国内外学者大都致力数字控制方面的研究，提出了大量卓有成效的数字控制方案15 18202122 23242526 : (l) 单闭环 PID 控制名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 2 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计

9、第 3 页 共 48 页早期的逆变控制器多为模拟PID 控制，单纯采用输出电压的瞬时值反馈。采用模拟 PID控制器进行调节，其动态性能特别是非线性负载的时候，不能令人满意。 对于要求较高的系统，还没有做到满足系统要求的动态特性和稳态精度。随着DSP 的出现，逆变器的瞬时值反馈数字PID 控制成为可能。但是，数字PID 控制不可避免地存在一些局限性。PID 控制的精度取决于比例项和积分项，这两项越大控制精度越高，一方面逆变器空载时振荡性很强，积分项易产生相位滞后，另一方面离散化系统的量化误差也对稳定性产生影响，因此比例项和积分项不能取得太大。由于数字控制的采样、计算延时的影响，引入了相位滞后，减

10、小了最大可得到的脉宽，结果势必造成稳态误差大，输出电压波形畸变高。采用高速A/D 和高速处理器以及提高开关频率可以一定程度上改善数字PID 控制的效果，但实现起来有一定困难。并且PID 控制无法实现对正弦指令的无静差跟踪，逆变器系统实际上往往增设外环均值反馈以保证系统的稳态精度。(2) 滞环控制滞环控制的基本思想是将给定信号与检测的实际输出信号相比较，根据误差大小改变逆变器的开关状态，这样实际输出围绕给定波形作锯齿状变化，并将偏差限制在一定范围内。这种控制方式的优点是对系统参数和负载变化不敏感，系统鲁棒性好，动态响应快。 但它也有明显的缺陷 : 开关频率不固定，运行不规则， 给滤波器的设计带来

11、困难; 当开关频率过高时功率开关器件发热严重。针对其缺点，出现了恒频滞环控制、自适应滞环控制等多种方案，其中有些需要精确的负载模型，有些为使输出电压THD 低需要较高的开关频率，有些电路很复杂，因而实际中很少应用。(3) 状态反馈控制一般认为， 从状态空间的角度看，单闭环控制系统性能不佳的原因是单纯的输出反馈没有充分利用系统的状态信息，如果将输出反馈改为状态反馈可以改善控制效果。状态反馈波形控制系统需要多个状态变量反馈，但并不构成分立的多环控制系统，而是在状态空间上通过合理选择反馈增益矩阵来改变对象的动力学特性，以实现不同的控制效果。采用状态反馈可以任意配置闭环系统的极点，从而改善系统的动态特

12、性和稳定性，这是状态反馈控制的最大优点。状态反馈系数的确定大致有两种方法: 一种是根据系统要求给出期望闭环极点，推算状态反馈增益矩阵；另一种是应用最优控制原理，使系统的阶跃响应接近理想输出，据此确定状态反馈增益。(4) 无差拍控制无差拍控制是一种基于微机实现的PWM方案，是数字控制特有的一种控制方案。它根据逆变器的状态方程和输出反馈信号来计算逆变器在下一个采样周期的脉冲宽度，控制开关动作使下一个采样时刻的输出准确跟踪参考指令。由负载扰动引起的输出电压偏差可在一个采样周期内得到修正。无差拍控制有着非常快的动态响应，波形畸变率小， 即使开关频率不是很高，也能得到较好的输出波形品质。但是，无差拍控制

13、的自身缺点也十分明显: 无差名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 3 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 4 页 共 48 页拍控制效果取决于模型估计的准确程度，实际上无法对电路模型做出非常精确的估计，而且系统模型随负载不同而变化，系统鲁棒性不强; 其次，无差拍控制极快的动态响应即是其优势，又导致了其不足，为了在一个采样周期内消除误差控制器瞬态调节量较大，一旦系统模型不准，很容易使系统输出振荡，不利于逆变器的稳定运行。(5) 重复控

14、制重复控制的基本思想源于控制理论中的内模原理，内模原理是把作用于系统的外部信号的动力学模型植入控制器以构成高精度的反馈控制系统。由内模原理可知，除非针对每一种指令或扰动信号均设置一个正弦函数内模，否则无法实现无静差，重复控制利用 “重复信号发生器” 内模巧妙地解决了这一问题。重复控制采用数字方式实现。逆变器重复控制的目的是为了克服死区、 非线性负载引起的输出波形周期性畸变。其基本思想是假定前一基波周期中出现的畸变将在下一基波周期的同一时间重复出现，控制器根据每个开关周期给定与反馈信号的误差来确定所需的校正信号，然后在下一基波周期同一时间将此信号叠加在原控制信号上，以消除以后各周期中将出现的重复

15、性畸变。重复控制能使逆变器获得低THD 的稳态输出波形。 但其主要弱点是动态性能差，干扰出现后的一个参考周期内，系统对干扰不产生任何调节作用， 这一周期系统近乎处于开环控制状态，消除干扰对输出的影响至少要一个参考周期。 此提出了自适应重复控制、伺服控制器和重复控制器组成的复合控制、状态反馈控制与重复控制组成的双环控制等多种方案改善系统的动态特性。(6) 滑模变结构控制滑模变结构控制最大的优势是对参数变动和外部扰动不敏感，系统的鲁棒性特别强。早期逆变器采用模拟控制实现滑模变结构控制，存在电路复杂、 控制功能有限的弱点。基于微处理器的滑模变结构控制完全不同于常规的连续滑模控制理论，需要离散滑模控制

16、技术，有些文献引入前馈改善离散滑模控制的稳态性能，有些通过自矫正措施改善负载扰动的影响。但是滑模控制存在理想滑模切换面难以选取、控制效果受采样率的影响等弱点，它还存在高频抖动现象且设计中需知道系统不确定性参数和扰动的界限，抖动使系统无法精确定位，测定系统不确定参数和扰动的界限则影响了系统鲁棒性进一步发挥。1.3 变频电源技术研究的发展趋势在电力电子技术的应用及各种电源系统中，变频电源技术均处于核心地位。近年来，现代变频电源技术发展主要表现出以下几种趋势：(1) 高频化提高变频电源的开关频率，可以有效地减小装置的体积和重量，为了进一步减小装置的体积和重量， 去掉笨重的工频隔离变压器，采用高频隔离

17、， 并可消除变压器和电感的音频噪声，同时改善了输出电压的动态响应能力。(2) 高性能化高性能主要指输出电压特性的高性能，它主要体现在以下几个方面: 稳压性能好， 空载及名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 4 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 5 页 共 48 页负载时输出电压有效值要稳定；波形质量高，不但要求空载时的波形好，带载时波形也好，对非线性负载性要强；突加或突减负载时输出电压的瞬态响应特性好；电压调制量小； 输出电压的频

18、率稳定性好；对于共相电源，带不平衡负载时相电压失衡小。(3) 模块化当今逆变电源的发展趋向是大功率化和高可靠性. 虽然现在已经能生产几千KVA 的大型逆变电源， 完全可以满足大功率要求的场合。但是， 这样整个系统的可靠性完全由单台电源决定， 无论如何可靠性也不可能达到很高。为了提高系统的可靠性，就必须实现模块化，模块化意味着用户可以方便地将小容量的模块化电源任意组合，构成一个较大容量的变频电源。模块化需要解决逆变电源之间的并联问题，变频电源的并联要比直流电源的并联复杂，它面临着负荷分配、环流补偿、通断控制等多方面的问题。 (4) 数字化现在数字信号处理技术日趋完善成熟，显示出越来越多的优点:

19、便于计算机处理控制、避免模拟信号的畸变失真、提高系统抗干扰能力、便于软件包调试和遥感遥测遥调、也便于自诊断，容错等技术的植入，同时也为电源的并联技术发展提供了方便。 (5) 绿色化绿色电源的含义有两层: 首先是显著节电， 这意味着发电容量的节约，而发电是造成环境污染的重要原因。为了使电源系统绿色化，电源应加装高效滤波器，还应在电网输入端采用功率因数校正技术和软开关技术。提高输入功率因数具有重要意义，不仅可以减少对电网的污染， 降低市电的无功损耗，起到环保和节能的效果，而且还能减少相应的投资，提高运行可靠性。提高功率因数的传统方法是采用无源功率因数校正技术，目前较先进的方法是: 单相输入的采用有

20、源功率因数校正技术，三相输入的采用SPWM 高频整流提高功率因数。今后电源技术将朝着高效率、高功率因数和高可靠性方向发展，并不断实现低谐波污染、低环境污染、 低电磁干扰和小型化、轻量化。 从而为今后的绿色电源产品和设备的发展提供强有力的技术保证，这也将是现代电源发展的必然结果。1.4 变频电源数字化发展存在的难点数字化是变频电源发展的主要方向，但还是需要解决一下难题: (l) 变频电源输出要跟踪的是一个按正弦规律变化的给定信号，它不同于一般的开关电源的常值控制。 在闭环控制下， 给定信号与反馈信号的时间差就体现为明显的相位差，这种相位差与负载是相关的，这就给控制器的设计带来了困难。(2) 变频

21、电源输出滤波器对系统的模型影响很大，输入电压的波动幅值和负载的性质，大小的变化范围往往比较大，这些都增加了控制对象的复杂性，使得控制对象模型的高阶性、不确定性、非线性显著增加。(3) 变频电源电力电子变换装置是一个离散的、耦合的、非线性的动态系统12 56。要满足负载对电源的静态指标和动态指标要求，一般地将电力电子变换装置设计成一个闭环名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 5 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 6 页 共 48 页

22、自动控制系统4。工程技术人员对线性系统的校正与综合比较熟悉，对这样的系统控制有些力不从心。 因此， 如果能建立系统的数学模型，特别是从控制到输出之间的传递函数，则有助于工程技术人员的设计和系统分析，减少盲目选择参数的调试时间，解决本质非线性系统的线性控制问题。1.5 本文研究的内容针对变频电源存在的难点，本文以三相电压型PWM 逆变器为例， 采用 SPWM 调制法，建立了从调制器输入到逆变器输出的传递函数。分析了此系统的特点，根据系统模型中含有二阶振荡环节，提出应用滞后-超前补偿对系统校正较为合理。实验结果验证了数学模型和控制策略的合理性，解决了这类本质非线性系统的线性控制问题。本文研究的内容

23、主要如下: 第 1 章主要介绍了变频电源技术现状、发展趋势和存在的难点，指出论文的研究内容。第 2 章根据逆变器的工作原理，对逆变器进行建模分析。第 3 章根据建立的数学模型，确定控制方案， 给出了控制器设计方法。并以高速数字处理器 DSP2812 作为控制器，编写了程序。第 4 章根据系统原理，组建自动控制系统，完成实验调试， 验证了数字模型和控制策略的合理性。名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 6 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业

24、设计第 7 页 共 48 页第 2 章 SPWM 工作原理及建模2.1 SPWM 工作原理对于电压型逆变器来说需要解决的一个关键问题是如何根据给定的参考量发出PWM开关信号。三种调制方式中，方波控制存在占空比不可调，调压范围不够宽，保护功能不够完善，噪声比较大等缺点，应用较少；SVPWM调制 主要用于电动机调速；SPWM ( Sinusoidal PWM)法是一种使用较广泛的PWM 法，本文就以其为调制方法，进行逆变器的分析和研究。2.1.1 SPWM 控制的基本原理在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时， 其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里

25、所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。即当它们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。如果把各输出波形用傅立叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。上述原理可以称之为面积等效原理，它是PWM 控制技术的重要理论基础。把图 2-1a 的正弦半波分成N 等份，就可以把正弦半波看成是由N 个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。 这些脉冲宽度相等，都等于/N，但幅值不等， 且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线， 各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积

26、（冲量）相等，就得到图2-1b 所示的脉冲序列, 这就是 PWM 波形。可以看出各脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦波规律变化的。根据面积等效原理，PWM 波形和正弦半波是等效的。 对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM 波形。 像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM 波形，也称SPWM（Sinusoidal PWM ）波形。要改变等效输出的正弦波的幅值时，只要按照同一比例系数改变上述各脉冲的宽度即可。图 2-1 用 PWM 波代替正弦半波2.1.2 PWM波的生成方法SPWM 波的控制分为计算法和调制法。计算法是给出了逆变电路的正弦波输出频率、名师资料总结 - - -精品

27、资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 7 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 8 页 共 48 页幅值和半个周期内的脉冲数，SPWM 波形中各脉冲的宽度和时间间隔可以准确计算出来。按照计算的结果控制逆变电路中各个开关器件的通断，以便得到所需要的PWM 波。调制法是把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的 PWM 波形。 通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。因为等腰三角波上任一点的水平宽度和高度

28、成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如果在交点时刻对电路中开关器件的通断进行控制，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这正好符合PWM 控制的要求。 在调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM 波形。在实际应用中可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对功率开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM 波形。由于计算法较繁琐，计算量大， 较少使用。 而模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制。因此，目前SPWM波形的生成和控制多用微机来实现。下面介绍几种常用的用软件生成SPWM 波形的算法，并分析它们的特点1 7 1014

29、。1 自然采样法在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断，称为自然采样法。正弦波在不同相位角时值不同，因而与三角波相交所得到的脉冲宽度不同。可知这种算法计算量比较大，需花费较多的时间，因而难以在微处理器中实现。2 规则采样法规则采样法分为对称规则采样法和不对称规则采样法，下面简述之。（1）对称规则采样法对称规则采样法是以每个三角波的对称轴（顶点对称轴或低点对称轴）所对应的时间作为采样时刻， 过三角波的对称轴与正弦波的交点，做平行t轴的平行线， 该平行线与三角波的两个腰的交点作为SPWM 波“开”和“关”的时刻，如图2-2 所示。因为这两个交点是对称的， 所以称为规则采样法。这种方法

30、实际上是用一个阶梯波去逼近正弦波。由于在每个三角波周期中只采样一次，因此是计算得到简化。下面推导其数学模型，由图2-2 可得：Coff1Con144TtaTta（2-1）由三角形相似关系式可得：Coff11Con11(1sin)4(1sin)4TtMtTtMt（2-2）名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 8 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 9 页 共 48 页其中M为调制度，是正弦波峰值与三角波峰值的比值。生成的 SPWM 波

31、的脉宽为Conon112(1sin)2TttMt（2-3）令三角波频率cf与正弦波频率rf之比为载波比N，因此有crCr1fNfTf（2-4）1CtkT0 , 1 , 2 ,1kN（2-5）式中，k为采样序号。所以有Con21sin()2TktMN（2-6）当参数 Tc、M、N 已知后，就可根据式（2-6）实时计算出SPWM 波的脉宽时间。图 2-2 对称规则采样法生成SPWM 波（ 2）不对称规则采样法对称规则采样法的数学模型非常简单，但是由于每个载波周期只采样一次，因此所形成的阶梯波， 与正弦波的逼近程度仍存在较大误差。如果既在三角波的顶点对称轴位置采样，又在三角波的底点对称轴位置采样，也

32、就是每个载波周期采样两次，这样所形成的阶梯波与正弦波的逼近程度会大大提高。不对称规则采样法生成SPWM 波如图 2-3 所示。由于这种采样所形成的阶梯波与三角波的交点并不对称，因此称其为不对称规则采样法。名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 9 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 10 页 共 48 页图 2-3 不对称规则采样法生成SPWM 波由图 2-3 可得，当在三角波的顶点对称轴位置1t时刻采样时，则有Coff1Con144

33、TtaTta（2-7）当在三角波的底点对称轴位置2t时刻采样时，则有Cof f 2Con244TtbTtb（2-8）由三角形相似关系式得：Coff11Con11Con22Coff22(1sin)4(1sin)4(1sin)4(1sin)4TtMtTtMtTtMtTtMt（2-9）生成的 SPWM 波脉宽为名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 10 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 11 页 共 48 页Conon1on2121(s

34、insin)22TMttttt（2-10）由于每个载波周期采样两次，所以有Con1Con21sin(0, 2, 4,22)41sin(1,3,5,21)4TktMkNNTktMkNN（2-11）式中，k为偶数时代表顶点采样，为奇数时代表底点采样。2.1.3 同步调制和异步调制在 SPWM 逆变器中， 载波频率cf与调制信号频率rf之比 N=cf/rf，称为载波比。 根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，SPWM 逆变器调制方式分为异步调制和同步调制。1 异步调制载波cf固定不变，当调制信号频率rf变化时，载波比N 是变化的。当rf较低时， N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不

35、利影响都较小，当rf增高时， N 减小，一周期内的脉冲数减少，PWM 脉冲不对称的影响就变大，还会出现脉冲的跳动。同时，输出波形和正弦波之间的差异也变大，电路输出特性变坏。对于三相逆变器来说，三相输出的对称性也变差。因此，在采用异步调制方式时，希望尽量提高载波频率，以使在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，从而改善输出特性。2 同步调制载波比N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步的调制方式称为同步调制。在同步调制方式中，rf变化时 N 不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。在三相SPWM 逆变电路中通常共用一个三角波载波，且取N 为 3 的整数倍，使三相输出对称。3 分段同步调制为了

36、克服上述缺点，通常采用分段同步调制的方法，即把rf范围划分成若干个频段，每个频段内保持N 恒定，不同频段N 不同。在rf高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在rf低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低；为防止cf在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。2.2 三相电压型PWM 逆变器的建模分析名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - -

37、- - - - - 第 11 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 12 页 共 48 页要满足负载对电源的静态指标和动态指标要求，一般地将电力电子变换装置设计成一个闭环自动控制系统。工程技术人员对线性系统的校正与综合比较熟悉，对这样的系统控制有些力不从心。 因此， 如果能建立系统的数学模型，特别是从控制到输出之间的传递函数，则有助于工程技术人员的设计和系统分析，减少盲目选择参数的调试时间，解决本质非线性系统的线性控制问题。本文以三相电压型PWM 逆变器为研究对象，利用状态空间平均法对其进行建模研究1 7。一般地，三相电压型PWM 逆变器的拓扑如图2-4

38、 所示。其中fL、fC为滤波电感和电容，R、L为感性负载电阻、电感。建模时作如下假设：开关皆为理想开关，忽略开关的死区时间，忽略滤波电感、电容的内阻。如果负载是Y接法，可通过Y转换。为保证不造成电压源或电容的短路、电流源或电感的开路， 任一瞬时每相中只有一个开关器件导通，因此满足以下约束关系式：1ipinS+ S，ab ci,（2-12 ）定义一个开关函数iS，ab ci,当1iS，表示与p相连， 当0iS，表示与n相连。依据六个开关的八种状态，可得到表1 的关系。图 2-4 三相电压型PWM 逆变器电路拓扑表 1 直流侧、交流侧电量与开关函数之间的关系aSbScSabSSbcSScaSSdc

39、iabubcucau00 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 0 0 abcii+ i0 0 0 0 0 1 0 -1 1 ci0 dc-udcu0 1 0 -1 1 0 bidc-udcu0 0 1 1 -1 0 1 bci + idc-u0 dcu名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 12 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 13 页 共 48 页1 0 0 1 0 -1 aidcu0 dc-u1 0 1 1 -1

40、0 aci + idcudc-u0 1 1 0 0 1 -1 abii0 d cudc-u由上表中可得以下关系：abababbcbcdcbcdccacacausssussusuusss（2-13 ）式中ababsss，bcbcsss，cacasss为线开关状态。依据基尔霍夫电流定理有：aABCAiii，bBCABiii，cC ABCiii（2-14 ）由三相对称性知：abc0ii + i，ABBCC A0ii+ i。定义虚拟线电流abi，bci，cai为：ababiii，bcbciii，cacaiii（2-15 ）依据式（ 2-14）和三相对称性可得：ababABCABCABAB3iiiiii

41、ii（2-16 ）同理有：bcBC3ii, caC A3ii（2-17 ）由表 1 可以写出下式：adcabcbciis s sii（2-18 ）综合上式可得：abdcabbccabcca13iis s sii（2-19 ）由图 2-4 列写基尔霍夫电压定理方程有：abababABABbcbcbcBCBCcaCAC AcacaddddtdtdtddddtdtdtddddtdtdtfffffffffiiiLLLuuuiiiuLLuLuuuuiiiLLL（2-20 ）定义矢量名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整

42、理 - - - - - - - 第 13 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 14 页 共 48 页abbccaul -luuuABBCCAuL - Luuuabbccail -liiiabbccasl -lsssABCiphiii（2-21 ）由式（ 2-16 ）和基尔霍夫电流定理可得：ABabABAAABAd333dtddtfuiiCiiuLRi（2-22 ）由式（ 2-13 ） 、式（ 2-21）和（ 2-22）可以得到：dcdcd11dtd11dt3d1dt13isuuiiiuisil -ll -lL -LffL- Ll -lphffphL-

43、LphTl -ll -luLLCCRLLi（2-23 ）由于式（ 2-23）中sl -l为不连续的开关函数，且存在dcsl -lu项，因此此系统为离散的、非线性的动态系统，要将其变换为连续的系统，引入开关周期平均算子，TS为开关周期。tTs1TsTst( )( )dx tx（2-24 ）对式（ 2-23 ）求开关周期平均后，得到T sdcT sT sTsTsT sT sTsT sdcT sTsd11dtd11dt3d1dt13isuuiiiuis il -ll -lL- LffL -Ll -lphffphL- LphTl -ll -luLLCCRLLi（2-25 ）当开关频率远大于电路中电量的

44、变化频率时，在一个开关周期内电感电流和直流侧电压这些连续量变化较小，于是有如下近似关系dcdcT sT sT sTsT sT ssssisil -ll -lTTl -lL -Ll-lL- Luu（2-26 ）因为名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 14 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 15 页 共 48 页tTs1abababTsTst( )dssdd（2-27 ）定义线间占空比ababbcbccacadl -lddddddd

45、dd（2-28 ）式（ 2-25 ）变为T sdcT sT sT sT sT sT sT sT sdcT sT sd11dtd11dt3d1dt13iduuiiiuidil -ll -lL- LffL - Ll -lphffphL -LphTl -ll -luLLCCRLLi（2-29 ）上式中存在乘积项，系统仍为非线性的。这里用扰动法求解小信号动态模型，令TsiIil -ll -ll -l, dcdcdcTsuUu, TsuUuL - LL -LL -L, dDdl -ll -ll -l, TsiIiphphph (2-30) 这里dcI U D，l -lL -Ll -l U，Iph为稳态值

46、，dciud，l -lL - Ll -lu， iph为小信号扰动量。将式（2-30 ）代入式（ 2-29） ，消去稳态值和忽略二阶无穷小量，可得dcdcdcd111dtd11dt3d1dt1133iDduuiiiuidIDil -ll -ll -lL - LfffL -Ll -lphffphL - LphTTl -lL-Ll -ll -luULLLCCRLLi (2-31) 对上式拉氏变换得到dc32dc()= 0dc32()= 0()( )( )33(3+)()( )( )33(3+)dDuudl-ll -lL -LfffffsL -Ll -lfffffusLs + RsusL C LsL

47、CRsLL s+ RLs + R UssL CLsL C RsLL s + R (2-32) 名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 15 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 16 页 共 48 页若采用双极性SPWM 调制方法，调制示意图如图2-5 所示。图 2-5 SPWM 调制示意图其中mv为参考正弦波信号，其中triV为三角载波峰值，由图2-5 可得到atrisin(t)1(1)2mVd =V，0btrisin(t120)1(

48、1)2mVd=V，0ctrisin(t120)1(1)2mVd=Vmababtri12vd=V，m bcbctri12vd=V，m cacatri12vd=V (2-33)定义线参考调制信号矢量m abmm bcm cavl -lv=vv (2-34) 将式（ 2-34）和（2-33 ）代入式（ 2-32）中，得到从调制器输入到逆变器输出的传递函数为dcdc32mtri()= 0()( )1( )33(3+)2uvL - Ll -lfffffusLs + R UssL C LsL C RsLL s+ RV（2-35 ）2.3 模型的仿真验证如果模型是合理的，那么在相同电路参数条件下，元件电路模

49、型和传递函数模型对相同的输入必会有相同或相近的输出。下面用PSIM 仿真软件对模型进行验证。仿真模型如图2-6 所示。仿真参数为：dc400Vu=，5m HfL=,5uFfC=,100R =,1m HL =,tri1VV=，开关频率C3kH zf=，调制比0 7.m，调制波频率r50H zf = 2。仿真结果为图2.7 。仿真参数为：dc400Vu=，5m HfL=,5uFfC=,100R =,1m HL =,tri1VV=，开关频率C3kH zf=，调制比0 30.m，调制波频率r30H zf =。仿真结果为图2.8 。其中U A B1、U BC1、U C A1为元件电路模型仿真线电压输出波

50、形，U A B 2、U BC 2、U C A 2为传递函数模型仿真线电压输出波形，仿真结果很相近，说明此方法建立的数学模型具有一定的合理性。名师资料总结 - - -精品资料欢迎下载 - - - - - - - - - - - - - - - - - - 名师精心整理 - - - - - - - 第 16 页，共 48 页 - - - - - - - - - 陕西理工学院毕业设计第 17 页 共 48 页图 2-6 元件电路和传递函数仿真模型图图 2-7 模型仿真输出波形图（调制比0 70.m，调制波频率r250 H zf =）图 2-8 模型仿真输出波形图（调制比0 30.m，调制波频率r30