射频接收系统900宽带MMIC耦合器的优化设计-毕业论文.docx

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1、 摘 要近年来，无论是民用还是军用领域，射频电路在无线通信中显得越来越重要。随着现代通信技术的飞速发展和市场需求的不断提高，对射频电路的性能不断提出了更高的要求。在射频收发机的部件中，需要考虑的性能指标有噪声、线性、功耗、增益、工作频率、电源电压。现在，无线收发系统的大部分模块，如低噪声放大器（LNA）、混频器（Mixer）、耦合器（Coupler）、锁相环（PLL）、压控振荡器（VCO）以及功率放大器（PA）等都可以实现单片集成。耦合器是射频电路接收系统中的一个非常关键的部件，其性能的好坏直接决定接收系统的性能。本论文主要研究了应用于3GHz射频接受系统的宽带集总参数定向耦合器的设计。在设计

2、过程中，由于单级耦合器的带宽较窄，为了延展带宽，本文中采取了三级耦合器结构，为了让该耦合器具有较高的稳定性，采用了集总参数定向耦合器的低通模式。根据3GHz射频接受系统的要求，设计了一宽带集总参数定向耦合器的电路图。应用GaAs的模型参数，在ADS中对电路进行仿真，并对仿真结果进行了分析，同时对其稳定性也做了较为详细的分析；最后完成了宽带集总参数定向耦合器的MMIC设计。研究表明用GaAs工艺实现的耦合器，不但实现了低成本和低功耗，还可以获得较高的性能。关键词：单片微波集成电路(MMIC)，ADS，射频接受系统，定向耦合器。AbstractRecent years， whether civil

3、ian or military areas， RF circuit in wireless communication is becoming increasingly important. With rapid development of modern communications technology and the improving market demands ， the higher requirements of RF circuit performance were continuously brought forword. In RF transceiver compone

4、nts， the main considering performances include： linearity， power， gain， frequency， the supply voltage. Now， the majority of modules in wireless transceiver system in， such as low noise amplifier (LNA)， mixer (Mixer)， Coupler (Coupler)， phase-locked loop (PLL)， Voltage Controlled Oscillator (VCO) and

5、 power amplifier (PA) can be integrated monolithicly. Coupler is a very crucial part in RF receiver system， Its performance will have a direct decision to the performance of the receiver system. This paper studies the design of the broadband lumped parameter directional coupler that is uesd in 3 GHz

6、 RF receiver system . In the design process， the bandwidth of single-stage coupler is very narrow， in order to extend the bandwidth， the paper adopted a three coupler structure. To make the coupler with higher stability， using a low-pass mode of the lumped element directional coupler. According to 3

7、 GHz RF receiver system requirements, design of the broadband system lumped element of the directional coupler circuit diagram. Application of the model parameters of GaAs, in the ADS for circuit simulation, and simulation results are analyzed，While its stability has done a more detailed analysis ;

8、Broadband completed lumped parameter directional coupler design. Research shows that the GaAs technology to achieve the coupler, not only to achieve a low-cost and low-power consumption, also get higher performance. Keywords : Monolithic Microwave Integrated Circuit (MMIC), ADS, RF receive system, d

9、irectional coupler. 目 录第1章 绪论11.1 研究背景、意义11.2 射频电子技术的回顾11.3 射频接收机拓扑结构的比较21.3.1 超外差式接收机31.3.2 零中频接收机41.3.3 低中频接收机51.3.4 实际中采用的接收机结构61.4 本文所设计耦合器的性能指标7第2章 单级集总参数耦合器的优化设计82.1 集总参数的概念82.2 定向耦合器82.2.1 基本概念82.2.2 实际应用的定向耦合器的性能指标102.3 单级集总参数定向耦合器电路的设计与优化112.3.1 电路的理论分析与优化设计112.3.2 ADS对单级集总参数耦合器的仿真162.3.3 电

10、路的稳定性分析19第3章 多级宽带耦合器的优化设计323.1 ADS中在电路结构323.2 对电路的仿真与优化333.3 对电路的稳定性分析35第4章 宽带MMIC耦 合器的优化设计404.1 MMIC中常用的无源器件404.1.1 平面电阻414.1.2 平面电容424.1.3 平面电感424.2 耦合器电路的MMIC实现43结 论47致 谢48参考文献49第1章 绪论 1.1 研究背景及意义有无线通信的地方，就有传输设备，有传输设备的地方，就存在射频（RF）电路。无论是民用还是军用领域，射频电路在无线通信中显得越来越重要。随着现代通信技术的飞速发展和市场需求的不断提高，对射频电路的性能不断

11、提出了更高的要求。而宽带耦合器是射频电路接收系统中的一个非常关键的部件，其性能的好坏直接决定接收系统的性能。以上所说的射频电路都是指集成电路。纵观无线技术发展的历史。我们可以看出，集成电路极大地推动了无线技术的发展。早先用离散元件构成的射频电路，由于体积庞大，有它致命的弊端。目前数字集成电路发展已经相对完善了，而模拟集成电路的发展相对缓慢。射频集成电路是无线收发机系统集成化的主要瓶颈。在射频收发机的部件中，需要考虑的性能指标有噪声、线性、功耗、增益、工作频率、电源电压。市场用户对无线产品的性能要求是低成本、低功耗、小体积、高性能，这对RFIC的设计师是严峻的挑战。现在对于集成电路的研究，国家也

12、越来越重视。21世纪是信息技术高度发展的时代，以微电子为基础的电子技术是推动信息技术发展的物质基础。集成电路是微电子的核心和主体，也是电子信息产业的基础。微电子产业是一个战略性产业，一个国家如果没有自己的微电子产业就会失去战略主动地位。当前国际上集成电路竞争非常激烈。其一是商业上的竞争，发达国家国民经济的增长65%与集成电路有关。其二是战略主动权方面的竞争，谁掌握了集成电路谁就掌握了战略主动权。所以说集成电路的研究是与一个国家的安全和经济发展密切相关的。现在国内IC设计的技术还不是很成熟，而且我国半导体设备与国外的差距很大，根本无法与国外半导体设备厂商相抗衡。国产半导体设备占世界市场的份额几乎

13、可以忽略不计，仅占世界市场的0.1%，微不足道。因此加快我国集成电路的研究和开发已刻不容缓。1.2 射频电子技术的回顾1864年英国物理学家麦克斯韦( J. Clerk Maxwell)总结了前人在电磁学方面的成绩，得出了电磁场方程，从理论上证明了电磁波的存在。1887年德国物理学家赫兹（H. Hertz)用实验证实了电磁波的存在，麦克斯韦的理论得到了证实。从此，许多国家的科学家开始努力研究如何用电磁波传输信息，这就是无线电通信。1901年英国科学家马可尼成功地实现了无线电信号横越大西洋，可以认为从那时起正式诞生了射频电子技术。1936年，波导传输线被George Southworth和W.

14、L. Barron发现，他们通过实验，证明了波导可以作为微波传输媒质，并能用于大功率的微波传输。但是，波导结构由于体积大、成本高，很快被1950年后发展起来的平面传输线所代替，其中1952年出现的微带线，由于成本低、易于集成等优点，是平面传输线中应用最广泛的一种结构。1948年肖特基(W. Shockley)等人发明了晶体三极管，这是电子技术发展史上的又一个重要的里程碑。1960年开始，出现了将晶体管和微带线的结合，“管”、“路”的结合促成了微波集成电路(MIC)的发展。发展初期是由分立的固态元件与集成的无源器件构成的混合微波集成电路(HMIC) 。 80年代初开始向着同一基片上同时集成有源器

15、件与无源器件的单片微波集成电路(MMIC)方向发展。当今，随着单片微波集成电路(MMIC)的小型化和超宽带化发展，特别是芯片集成系统(systemsonchip)的研发和应用，耦合器也相应要求向超宽带化发展，同时还必须要求耦合器占有芯片的有效面积尽可能小.1.3 射频接收机拓扑结构的比较随着无线通信技术的迅速发展，世界上形成了对无线接发机研究的热潮。在现有高度成熟的数模、模数变换器技术和数字技术条件下，接收机的性能主要由其射频前端来决定。 接收机射频前端必须完成的主要操作是：首先天线将感应到的电磁波转换为微弱的电信号，然后从天线来的信号要进行下变频，并进行解调以提取出需要的信号。下变频的操作涉

16、及到高频，它们对整个接收机的影响尤为重要，对其性能要求也最高，一般用模拟电路来实现;而调制则是在较低的频率下进行的，在现在的模数、数模变换器技术和成熟的数字信号处理技术的支持下，主要采用数字技术来实现，这样不仅提高了集成度，还可以采用复杂的调制算法来提高整个接收机的性能。由于下变频部分的拓扑结构对接收机的性能有决定性的影响，下面将对经常采用的几种拓扑结构进行比较总结，给出每种拓扑结构的优缺点，并指出了可能的发展趋势1-2。1.3.1 超外差式接收机超外差式结构由Armstrong于1917年提出，是应用最广泛的一种拓扑结构，其结构框图如图1-1所示。微弱射频信号首先通过低噪声放大器(LNA)进

17、行放大， 图1-1 超外差式结构LNA噪声系数对整机的贡献最大，但它提供的增益可减小后级引入的噪声系数。之前的射频滤波器衰减了带外信号和镜像千扰。使用可调谐本振，全部频谱就被下变频到一个固定的中频。通过在下变频模块之前使用一个外部镜像千扰抑制滤波器，镜像干扰可以被大大削弱到一个可接受的水平。在下变频之后使用中频滤波器可以滤除带外的杂波及噪声，对于后面的各个模块就降低了动态范围要求。对于数字通信系统来说，第二下变频通常是正交的，以使同相和正交(h Q)信号的数字处理变得更容易。实现超外差式接收机遇到的一个主要问题是镜像信号的抑制，镜像信号的频率与有用信号的频率相差为两个中频，而这两个信号能量的强

18、弱是不可预知的，如图1-2所示。 图1-2 镜象干扰问题为了在最坏的情况下依然有良好的性能，接收机必须有足够的镜像信号抑制率。为了减轻对镜像抑制滤波器的要求，可以将固定中频频率提高，以加大镜像信号与有用信号频率之间的间隔，但这样将需要另外的下变频器来将中频信号变换到基带，这就是多级超外差式接收机。超外差式接收机的另外一个主要问题是相邻信道的干扰。为了将下变频后的有用信号从相邻信道的干扰信号中分离出来，中频滤波器也要求有一个高的Q值(50)和大的阶数(8或者10阶)，这样的滤波器也是很难集成的，一般还是采用外接的滤波器来实现。但由于它通过适当地选择中频和滤波器可以获得精确的选择性和灵敏度，是最稳

19、定、可靠的接收机拓扑结构。为了解决超外差结构中镜像抑制滤波器难以集成的问题，Hartley和Weaver提出了镜像抑制接收机，如图1-3所示2。可以证明，在完全理想的情况下，信号带里的波谱在A, B点具有相同的极性而镜像带里的波谱具有相反的极性，所以有用信号不会受到镜像信号的干扰。但是，由于实际实现中两个支路存在幅度和相位不匹配问题，使得这两种结构的镜像抑制率只能达到3040dB，在很多应用中，这种程度的抑制率是不能满足要求的。 Hertly Weaver图1-3 Hartley和Weaver镜像抑制接收机1.3.2 零中频接收机 在零中频接收机中，有用信号被直接下变频到基带。这样，镜像信号是

20、有用信号本身，消除了镜像干扰问题，如图1-4所示2，但信号的上下边带被叠加到一起，变得不可 图1-4 零中频接收机频域转换示意图分离3。这个问题可以采用两次下变频的方法来解决，第一次和正弦信号混频，第二次和余弦信号混频。这种接收机的简单结构如图1-5所示。其中I, Q两信号是由本地振荡器产生的相位差为90度的正交信号。图1-5 零中频结构原理图零中频接收机没有镜像信号抑制问题，所以不需要难以集成的高Q值的高频或者中频带通滤波器，消除了超外差式接收机的主要缺点。但为了减少对下变频器的动态范围的要求和阻止高频信号与本地振荡器产生的高次谐波混频而对有用信号造成干扰，大多数接收机还是在其前端放置了一个

21、高频滤波器。对这个高频滤波器的性能要求很低，而且也不要求它的频率可以调节。混频器后的低通滤波器很容易用模拟集成电路来实现。另外，由于有用信号被直接下变频到基带，这样对A/D转换器的要求降低了。这些都使零中频接收机成为一种易于集成的接收机结构。但是，零中频接收机也存在一系列的问题，讨论如下4：在零中频接收机中，由于镜像信号与有用信号能量相同，所以对镜像信号抑制的要求减轻了，但是在高质量的零中频接收机中，40dB的镜像信号抑制率还是需要的。在零中频接收机中，对镜像信号的抑制是通过正交下变频器来实现的，所以抑制率取决于正交下变频器的两条支路的匹配程度。零中频接收机对失配是很敏感的，失配会引起幅度和相

22、位错误，导致对镜像信号的抑制率下降。零中频接收机的另一个问题是直流失调(DC offset)，这些直流失调是由射频信号和本地振荡信号的相互泄漏产生的。泄漏到下变频器输入端的本地振荡信号与振荡信号本身的混频将产生一个直流失调，它叠加在有用信号上，导致一部分有用信号丢失。泄漏到本地振荡信号通道的射频信号与射频信号本身之间的混频也会产生直流失调，其能量主要集中在低频部分，叠加在有用信号上而不能被分离出去。用CMOS技术实现零中频接收机时，1 /f噪声和二阶交调扭曲的影响也是不可忽略的。另外，由于本地振荡信号的频率与射频信号的频率相同，若隔离不好，本地振荡信号会通过天线泄漏到空中，对其它同频道的接收机

23、产生干扰，这也是一个值得注意的问题。所有这些缺点，特别是两支路不匹配和泄漏引起的直流失调问题，使得这种形式的接收机的性能不如传统的超外差式接收机，但由于这类接收机具有很高的集成度，在对性能要求不是特别高的领域，这类接收机已经得到广泛的应用5-7。不过，对于复杂的通信系统，如GSM和CDMA，由于其噪声、选择性和功耗指标难以保证，在目前这种方案较少采用。1.3.3 低中频接收机在该体系中，中频处于较低频率(典型为几百KHz)，因此需要低Q值信道选择滤波器。图1-6给出了低中频体系结构图。 图1-6 低中频接收机框图射频信号首先被多相滤波器放大并滤波，在滤波器输出端产生综合信号。该滤波器对于正频率

24、充当全通滤波器，对于负频率充当带阻滤波器。该信号随后下变频到正交低中频，典型是1/2信道带宽的数量级。该正交下变频处理利用了综合混频器。综合混频器只混合正射频频率和一个负本振频率，因此实现了主动的镜像干扰抑制。低中频体系结构适于集成，而且对信号处理的要求相对较低，因为在混频器之后使用低e值带通滤波器就实现了镜像干扰抑制和信道选择。不像零中频体系结构，低中频对子寄生的DC补偿和本振泄漏是不敏感的。低中频也能灵活地以多种方式处理信号。由于在片上进行I和Q发生器之间的匹配，该体系结构的一个缺点是它的镜像干扰抑制功能(约40dB)有限。在信号路径中实现非对称多相滤波器以加强镜像干扰抑制，这会产生插入损

25、耗和引起噪声增加。如果没有适当的预滤波，模数转换应用时，会导致信号处理的速度加快，电流消耗增加。另外，还需要良好相位噪声的可变高频本振，这也为合成器的设计增加了难度。因此，目前的一些通信设备是在455KHz中频上实现了数字化，但其结构形式来说与低中频接收机不是一个概念。其整机的框架结构是超外差的体制，且必须采用三次变频，变到455KHz中频上，在次频率上进行信号处理。这带来了信号解调调制的灵活性，但其硬件成本开销一点没有减小，反而增加了。同时支路不匹配等引起的镜像信号抑制不足的问题限制了这类接收机的性能。1.3.4 实际中采用的接收机结构零中频和低中频结构虽然没有镜像干扰问题，但它们也都有其他

26、方面的问题，把它们应用于实际需要很复杂的校正电路，因此在GSM, CDMA等高性能通信系统中很少采用。此外，近些年来还出现了宽带双中频接收机、亚采样接收机和数字中频接收机，这些体系结构易于集成，但由于A/D等方面要求过高等因素，目前还停留在研究阶段。总之，每一种体系结构都要在性能和复杂性上做出折衷。整体说来，超外差拓扑结构容易满足电气要求，信道选择性和灵敏性高，被认为是最可靠的接收机拓扑结构，在现代无线通信接收设备中，被广泛采用。图1-7是一个简化的用于3G无线通信中的射频前端收发机结构示意图， 图1-7 射频前端收发机结构其中包含天线、天线双工器、发送模块、接收模块8。这里接收机的拓扑结构采

27、用的是超外差型结构。天线接收到的含调制信号的载波信号，通过天线双工器送入低噪放，经过滤波、混频、中频滤波后，解调出I/Q两路，分别送入基带电路进行处理。1.4 本文所设计耦合器的性能指标传输系数和耦合系数均为-3dB1.0dB隔离度I I-10 dB反射系数 -10 dB两隔离端口的相差为 第2章 单级集总参数耦合器的优化设计2.1集总参数的概念在低频（普通无线电波段），由于电路系统内传输线（导线）的几何长度远小于所传输的电磁波的波长，（即很小），因此称为“短线”；而且，系统内元（器）件的几何尺寸也远小于波长。这样，波在传输过程中的相位滞后效应可以忽略，而且，一般地也不计趋肤效应和辐射效应的影

28、响；电压和电流也都有确定的定义。因此，在稳态下，系统内各处的电压或电流可近似地认为是同时地只随时间变化的量，而与空间位置无关；电场能量和磁场能量分别集中于电容和电感内，电磁场的能量只消耗于电阻上，而对于连接元（器）件的导线，则可近似地认为，它既无电容，也无电感，也不消耗能量（即，没有串联电阻和并联电导），这就是通常所说的集总参数电路的情况。2.2 定向耦合器2.2.1 基本概念定向耦合器是一种具有定向传输特性的四端口元件，它是由耦合机构联系在一起的两对传输线构成的，如图2-1所示，1-2为一条传输线，称为主线;3-4为另一条传输线，称为副线。耦合机构的形式各种各样，一般为孔(或槽缝)、分支波导

29、、耦合线段等。定向耦合器在微波技术中的应用非常广泛，常用作功率测量式监视装置，组合成反射计等。 图2-1 理想定向耦合器网络理想的定向耦合器应具有如下特性：当功率由主线的端口向端口传输时，如果端口、都接匹配负载，则副线中只有一个端口(如端日)有耦合输出，另一端口(如端口)无输出。副线中功率传输方向取决于主线中波的传输方向与定向耦合器的结构。如图2-2所示，三个散射矩阵、 、中的任一个所表示的无耗可逆四端口网络都可称为完全匹配的理想定向耦合器。9 图2-2 无耗可逆四端口网络的S矩阵(a) (b) (c) 通常采用图2-1的形式，并称端口为输入端，端口为直通端，端口为隔离端，端口为耦合端。对于图

30、2-1所示定向耦合器，由的幺正性可得： （2-1） （2-2） 图2-3 连接信号源和负载的理想定向耦合器 实际应用时，定向耦合器需要与信号源和负载连接，如图2-3所示。当副线二端口匹配负载，即 = = o，而负载端的口接一般负载时，则有： （2-3）即得到： （2-4） （2-5） （2-6）因此，端口和端口的反射波的幅值为： （2-7） （2-8）这表明端口和端口反射波分别由不同入射波所引起，却受到等量的衰减。如果在端口和接上匹配检波器，则可以分别检测出来。所以利用定向耦合器可以构成反射计。这样，由主线上电磁波的不同传输方向，在副线中可得到不同端口的耦合输出。这正是定向耦合器名称的来由。2

31、.2.2 实际应用的定向耦合器的性能指标藕合度C 定义为副线耦合输出功率与主线输入功率之比的分贝数(dB)，即： （2-9）由于 ，所以耦合度为负值;但习惯上定向耦合器的藕合度只采用它的绝对值。隔离度I 定义为输入功率与副线隔离端的功率之比的分贝数(dB)，即： （2-10）反映定向耦合器隔离度的指标有时用定向性D，它定义为副线耦合输出功率与隔离端功率之比的分贝数(dB)，即: （2-11）可见定向性等于隔离度与耦合度之差。输入驻波比 它是指端口、都接匹配负载时，主线输入端的驻波比。工作频带宽度 它是指满足上述三个指标时的工作频率范围。对于图2-1所示定向耦合器，其矩阵为S03。由其幺正性可得

32、: （2-12）和 （2-13）根据式( 2-12)，选择适当的参考面，得： （2-14）则由式( 2-13 )，得到： （2-15）式中，C1， C2为常数，且。因此得到定向耦合器的矩阵为： （2-16） 2.3 单级集总参数定向耦合器电路的设计与优化定向耦合器广泛应用于平衡放大器、移相器等多种MIC(微波集成电路)中。用分布参数设计的定向耦合器占用面积大，不利于MMIC(单片微波集成电路)或MIC集成度的提高。集总参数设计的定向耦合器因大大减少了器件的面积，而在MMIC或MIC中得到广泛应用。2.3.1 电路的理论分析与优化设计图2-410所示的电抗值都是归一化值，电路关于平面。可利用奇偶

33、模激励法11-13进行分析。当在1、4口偶模激励时，相当于磁壁，即开路状态。当在l、4口奇模激励时，相当于电壁，即短路状态。 图2-4 定向耦合器的拓扑结构可将图2-4电路简化为图2-5所示。将图2-4和图2-5统一表示为图2-6。 （a） 偶模激励时等效电路 （b）奇偶模激励时等效电路 图2-5 奇偶模激励时的等效电路 图2-6 等效二端口网络图中， ，(因 ，所以)。图2-6关于面也是对称的。再次使用奇偶模分析法，电路可简化为偶(奇)模-偶模(记为e(o)e)和偶(奇)模-奇模(记为e(o)o)激励时的单端口网络。如图2-7所示。 (a) 偶(奇)模一偶模激励 (b) 偶(奇)模奇模激励

34、图2-7 简化的单端口网络模型该四端口网络具有2个正交的对称平面。根据对称网络分析理论13 ，该网络的散射参数矩阵只有4个独立分量，散射矩阵的形式为： （2-17）求解关键是确定，假定在端口1入射电压幅度为1的入射波，将原电路简化为端口网络模后，单端口的电压入射波幅度为14，由于网络是线性网络，各个端口在幅度为l的端口1入射波激励下的响应就是各个模式下幅度为14的单端口入射波响应的线性叠加，不同模式决定了各端口叠加时的符号，如表2-l所示。 表2-1 不同激励模式下各端口的符号模 式端口1端口2端口3端口4偶 模偶模偶模+偶模奇模+- +奇 模奇模偶模+ -奇模奇模+-+-由此，可以得出： （

35、2-18） （2-19） （2-20） （2-21）根据图4的单端口网络模型，可得： （2-22） （2-23）网络由理想的集中电抗元件实现，是一个可逆、无耗四端口网络。根据微波网络理论，这种网络若有一个端口完全匹配，或者两个端口相互完全隔离，则是一个理想的定向耦合器。由于网络无耗，各单端口本征网络的反射系数模值为1，控制4个本征反射系数的相位，可实现不同的耦合结构。1、4口为相互隔离，2、3口为耦合口，实现3 dB的耦合。根据微波网络分析理论13，此时： （2-24） （2-25）代入s参数的表达式中，可得到： （2-26） （2-27） （2-28）已知式(2-24)，(2-25)两个方程

36、，待求的有、3个未知量。根据3dB的耦合条件，通过和的矢量图，可以直观的得到另一个方程。由于个端口的反射系数模值为1，不妨令：，。绘出，和的矢量图如图2-8所示。 图2-8 和的矢量图由上图可知，和在相位上相差，当时，和的模值相等，实现3dB耦合，由此可以得到：，得到3个方程式： （2-29） （2-30） （2-31）由式（2-29）和（2-30）可以得到： （2-32）由式（2-30）可以得到两个等式，但当取-j时，不能满足。取j时可以得到： （2-33）由于，在求解时，分为两种情形：a） 当时，此时求得：，。b） 当时，此时求得：，。得到与文献10相一致的结果，证明了该方法的正确性。在具

37、体电路实现时，选用的是低通模型，如图2-9所示。其对应的高通结构可以通过对偶定理获得。10 图2-9 四端口单级耦合器的拓扑结构a） 第一种情形时： （2-34）b） 第二种情形时： （2-35） 2.3.2 ADS对单级集总参数耦合器的仿真根据图2-9的电路拓扑结构在ADS中选择元件，确定耦合器的指标，完成单级的耦合电路，如图2-10所示，并设定优化目标函数。然后对电路进行仿真计算，确定元件参数，如下列四图所示14。 图2-10 单级耦合器电路图 图2-11 四个端口的反射系数 图2-12 端口1和端口2的隔离度 S41S31 图2-13 传输系数（S31）和耦合系数（S41） 图2-14

38、和的相差 由仿真结果可知：（1） 此耦合器的带宽很窄，大约在中心频率3GHz的10%左右。（2） 端口1，2，3，4的反射系数是相等的，在中心频率3.0GHz处达最大-15.8dB。（3） 端口2在整个频带内的最小隔离度是-10.91dB，在中心频率3GHz处达最大-17.0dB。（4） 端口3在3.3GHz处出现最大差异-1.38dB，在中心频率3GHz处达到设计要求。（5） 端口4在中心频率3GHz处出现最大差异-0.8dB，在3.2GHz处出现最小差异-0.08dB，在整个频带内都符合设计要求。（6） 和的相差在整个频带内均符合设计要求。2.3.3电路的稳定性分析1 将电路中的电感值增加

39、10%，电容值不变。仿真结果如下图所示。 图2-15 四个端口的反射系数 图2-16 端口1和端口2的隔离度 图2-17 传输系数（S31）和耦合系数（S41） 图2-18 和的相差由以上结果发现，对电路中所有电感值增加10%后，发现耦合器的性能受到很大影响.在中心频率3GHz处端口2和3的插入损耗有很大的变化.端口1，2，3，4的反射系数也有很大的变化，最大反射系数是-12.8dB。 端口2的最小隔离度是-8.5dB，在中心频率3GHz处的最大隔离度是-13dB。2 将电感值减少10%，电容值不变。仿真结果如下图所示。 图2-18 四个端口的反射系数 图2-19 端口1和端口2的隔离度S41S31 图2-20 传输系数（S31）和耦合系数（S41）图2-21 和的相差 由以上结果发现，对电感值减少10%后，端口4在中心频率3GHz处的最大差异达1.4dB.和的相差也发生较大变化。3 将所有电容值增加10%，电感值不变。仿真结果如下图所示。 图2-22 四个端口的反射系数 图2-23 端口1和端口2的隔离