峰值功率降低技术毕业设计文献翻译模板.doc
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1、 本科生毕业设计(论文)外文翻译外文原文题目:Orthogonal frequency division multiplexing for wireless communications中文翻译题目: 无线通信中的正交频分复用 毕业设计(论文)题目: 基于C8051F单片机的人机界面设计与实现 姓 名: 学 院: 信息与电子学院 班 级: 01540802 指导教师: Chapter 6峰值功率降低技术Chintha Tellambura and Mathias Friese6.1 概述本章讨论相关方法来降低OFDM信号的较大包络变化(envelope variations)。包络变化是OFD
2、M最常提到的缺点之一,因为在实际中任何传输系统均存在非线性特征,而且是峰值功率受限的。非线性将引起传输信号频谱的扩展,从而产生不希望的带外(OOB)噪声,特别是在来自移动发送机的信号强度可能产生明显区别的无线电应用中,主要考虑的是对相邻信道干扰(ACI)抑制的严格要求。发送信号自身受非线性影响,将在接收端增加误码率。在参考文献中,包络变化通常以峰值振幅因数(CF),峰值平均功率比(PAPR),峰值平均包络功率比(PMEPR)或简单峰值平均功率比(PAPR)衡量。并不是所有标准总是被使用,因为绝对值的比较有时会很困难。我们使用这些术语PAPR221,222以及CF223,它们准确的数学定义。在O
3、FDM中,高峰值来自于大量通常统计上的独立子信道的叠加,这些子信道在结构上可以叠加而产生高峰值。由于这个众所周知的原因,高峰值的出现在一段时间内曾被认为是不可避免的。然而,最近人们对于OFDM在无线网络应用方面的兴趣使得对抗这些问题的方法得到发展。总的来说有几种不同类型的方法。例如,一些研究者接受较高的峰均比(PAPR)并且提出新的放大器概念来提高发送机的功率效率。现有放大器的最优化也在考虑范围之内225。其他方法试图寻求优秀的调制方法,以产生较低峰均比(PAPR)的传输信号。因此,现有的放大器技术可以被使用。本章讨论降低峰均比(PAPR)的技术和峰均比(PAPR)问题的基本理论。我们将学习基
4、本概念以增加理解,这有助于我们列举所有拥有不同属性的不同方法。更多关于具体问题的细节可以在注释中找到。最后,在理论与艺术状态的对比中我们得知:在新的领域中我们仍然需要研究,以低复杂度的技术接近理论上的极限。6.2 OFDM信号峰均比(PAPR)的性质既然我们研究的重点是无线电应用,那么贯穿本章我们只考虑通带信号的复杂包络。然而,许多重要的降低峰均比(PAPR)的技术首要针对基带应用而设计,例如数字用户线222,226。绝大多数技术可以轻易地转换为带通应用。对于所有OFDM信号有关峰均比(PAPR)的问题,我们只考虑一种简单的调制间隔(OFDM信号)。保护间隔或持续的循环前缀在信号的前一部分重复
5、出现,因此它对于峰均比(PAPR)没有影响,我们将其设为:。因此,传输的信号可以写为: (6.2.1)式中与为任意两个相邻子信道间的频率间隔。OFDM信号持续时间等于,以保证各子信道之间的正交性。OFDM系数通常取自大小为的固定调制星座(字母表)。我们使用数据符号定义每个,而其它同类系数为信息符号,调制符号等。为了概念上简便,我们引入矢量。我们假定(通常情况如此)。在非编码传输中,每一数据符号传输比特的信息。每一符号来自包含个不同元素的集合中。集合被称为信号星座或信号字母表,而(集合中元素的个数)被称为星座的阶数。二进制相移键控(BPSK),正交相移键控(QPSK),多进制相移键控(MPSK)
6、和多进制正交幅度调制(MQAM)的星座可以被表示为如下定义:(6.2.2)注意任一PSK的星座,对任意,有。这一恒模条件对于QAM星座并不成立。对于一MQAM星座,我们可能使用归一化因数使得,其中表示期望。对于16QAM和64QAM,归一化因数分别为和。通常,中的所有元素出现的几率均为。高阶信号星座可以被分解为低阶信号星座,生成低峰均比(PAPR)序列的结构。例如,227说明16QAM星座可以被分解为: (6.2.3)其中。将(6.2.2)带入,可以进一步简化为: (6.2.4)。QPSK星座可以简化为两个BPSK星座的总和228 (6.2.5)其中。则QPSK星座点可以写为: (6.2.6)
7、。在本章后面的内容中,这些表述将被使用。我们根据定义的大小和相位,其中且为实数。设为一个单独的OFDM符号的时间平均功率,有 (6.2.7)其中式(6.2.7)的右手边部分可以直接计算得出(而且它是著名的帕斯维尔公式的一个结果)。时间平均显然取决于数据符号的大小。因此,如果被定义为具有不同大小的随机变量,则也是一个随机变量。整个OFDM信号的时间平均,由大量OFDM符号组成,等于的总体平均。因此,整个OFDM信号的发送功率由以下统计期望得出 (6.2.8)复包络的均方根(RMS)值由定义。接下来,作为对一个单独的OFDM符号峰值高度的量度,我们考虑振幅因数,其中 (6.2.9)注意做出如此定义
8、后,可以小于1,因为一个单独的符号的峰值功率可能小于总体平均功率。然而,在在一种经常考虑到的特殊情况固定平均功率中(对于子信道的PSK调制尤其如此),它的下界为1。最为糟糕的情况CF同样取决于调制星座。将星座的CF定义为。在最坏的情况中,所有系数均取最大幅值并且它们所对应的时域部分在某一瞬时具有相同的相位(典型的例子:所有为正实数,)。此时,。例如,在PSK调制情况下,有。在许多出版物中,作者将时间连续的波形采样成N点,即,并以此对CF做出估计。正如第一章所说,N点采样可以通过S序列的IFFT生成。因此,另一种可能的对于CF的定义是 (6.2.10)这一定义的优点主要在于一些解析计算成为可能,
9、这会理论研究更加深入。然而,对于实际目的来说,仅考虑时间采样是不准确的,因为实信号通常是时间连续的。样本间可能的超出不在考虑之内(6.2.10)。因此,与以CF为准的估计是不准确的。最后,注意与指的是复包络信号。载波频率为的射频信号将有一个大约倍大的CF。对于随机输入数据,N点采样信号可以被认为是零均值单位方差复高斯随机变量。这使得是瑞利分布的。CF由所有采样信号中幅度最大的决定。因此,CF小于期望值的可能性可以被表示为: (6.2.11)注意这仅是一种近似。峰均比(PAPR)或峰值平均包络功率比(PMEPR)为 (6.2.12)其中表示OFDM信号的最大瞬时功率。本章由始至终提到的峰均比(P
10、APR)指的都是基带峰均比(PAPR)。(6.2.12)定义同样称为PAPR 229,230,也称为峰均功率比(PAPR)。PAPR是最为常用的术语。PAPR的平方根即为上面讨论的振幅因数。严格来讲对于 PMEPR是一种更为准确的术语,因为是包络但不是传输信号本身。然而,我们将视为PAPR的简写。对于某些问题,多项式的观点同样很有帮助;定义一个维的辅助多项式为: (6.2.13)其中的系数是数据符号。对比式(6.2.1)和式(6.2.12),PAPR同样可以定义为 (6.2.14)即PAPR指的是单位圆上辅助多项式的峰值振幅。PAPR的统计学定义同样十分有用,注意PAPR对于随机输入数据符号是
11、随机分布的。一个OFDM符号以概率达到峰值,倘若 (6.2.15)即PAPR超过的可能性是。对于OFDM符号,PAPR小于的概率为。我们认为是PAPR的第个百分位数。6.2.1 含N个子载波OFDM信号PAPR的最大值一MPSK调制方式的OFDM信号,其PAPR值通常小于等于N,其中N为子信道的个数。鉴于此,考虑(6.2.1)给出的OFDM信号,其输入数据符号选自于一个MPSK星座,。PAPR被定义为: (6.2.16)这便是给出的N个子信道MPSK方式的OFDM系统PAPR的最大值。只有M序列的PAPR取得最大值。PAPR是关于输入数据帧的一个函数,再一次表明包含N个子信道,多进制调制的OF
12、DM信号共有个不同的数据帧。对于任意输入数据帧,有 (6.2.17)例如,对于,PAPR可以是。幸运的是,极高PAPR值的情况非常少见。例如,对于BPSK,仅有四种序列0000,1111,0101 and 1010 达到。对于随机分布数据,这一情况发生的概率是。这一概率当N很大时可以忽略,在实际情况中即是如此。6.2.2 从离散时间信号中估计真实的PAPR(6.2.1)给出的OFDM信号以速率采样,结果为: (6.2.18)当时,采样信号称为奈奎斯特速率采样。这些采样信号在发送端通过低通滤波器以生成连续时间信号。对于这种变换,N点抽样是足够的。然而,奈奎斯特速率采样不一定与连续时间信号的峰值相
13、一致。因此,对OFDM信号进行过采样以估计真实的PAPR非常重要。图6.1. 不同过采样速率PAPR的互补累计分布函数倘若将OFDM符号做次采样(6.2.18),其中为整数,称为过采样因子,这些采样可以通过补零IDFT计算得出。PAPR使用这些采样可以得出 (6.2.19)我们在一种特殊情况下估计PAPR,i.e.,PAPR估计使用奈奎斯特速率采样,定义为 (6.2.20)我们可以明确得出 (6.2.21)其中为使用奈奎斯特速率采样的PAPR估计。理论上讲,当足够大时,接近。图6.1显示出对于几种不同的过采样因子值,PAPR的互补累计分布函数的对比。注意当增长到超过4时,曲线不再明显变化,这意
14、味着一个过采样因子为4的过采样速率足够能得出精确的结果。利用分布以及时离散时间抽样的边界,我们可以精确地导出PAPR的分布情况。根据233的定理2,如果是维复系数多项式,则由它在单位圆上采样的最大值限定: (6.2.22)其中为过采样因子且。PAPR的互补累积分布函数的上限可以由以上关系导出 (6.2.23)对于,为最佳过采样因子,由下式得出: (6.2.24)等式(6.2.24)在考虑到这一条件后得出233。图6.2. N个QPSK子信道的互补累积分布函数尽管高峰值在原则上是可能的,然而这一情况很少发生:甚至对于256个子信道,PAPR也很少超过12.5 dB(图6.2),然而理论上PAPR
15、的最大值大约为24 dB。因此对于实际目的,我们认为PAPR的最大值不超过某些预先定义的概率例如是合理的,称为第百分位PAPR。这一第百分位PAPR将远低于理论上可能的最大值,并且根据图6.2,对于256子信道其PAPR总是低于14 dB。较大峰值的罕见令人们产生希望:也许通过一些卓越的信号处理,最高峰值可能被完全避免。最后,图6.2表明非常高或者非常低的振幅因数都很少见。例如,在256载波的OFDM中,CF通常几乎会大于7 dB,因为互补累积分布函数接近1。没有什么值得惊讶的,但我们在后面讨论降低PAPR的方案时会回到这一重要的现象。对于具备较低PAPR多载波信号的设计不完全是一个全新的研究
16、领域。宽带信号,换言之具有规定平展频率谱且低PAPR的信号,近几十年来由于测量方面的原因已经引起人们的兴趣。同样,(6.2.1)可以被认为是阶的三角函数多项式(),因此我们也可以运用纯粹的数学观点研究它。进一步的研究参考234,235,236,237。然而在所有这些情况中,我们的目标仅仅是找到一个简单的波形。与此相比的是,对于数据传输而言,找到这样波形的一个较大的集合十分必要。例如,传输100比特信息,我们需要个不同的波形。进一步讲,这些波形必须实时生成。6.3 降低PAPR而产生的信号失真降低PAPR的方法可以被分为两个类型。第一种类型通过削去信号顶峰而使传输信号失真,增加了信号的误码率(B
17、ER)。另一种类型以此为特点,即虽然传输信号的PAPR被降低,信号仍能保持不失真。这以带宽效率为代价,误码率能保持不变。6.3.1 削峰对系统性能的影响由于削峰是最为务实的降低PAPR的方法并且应用于绝大多数(含蓄地讲)现今的系统实现中,因此我们将在这里给出削峰对于系统性能影响的简述。我们考虑两种非线性类型:一个复基带硬削波器和一个晶体管高功率放大器(HPA)模型。令这两种模型相位不失真。我们仅考虑这两种模型是因为我们假定,任何相位失真(AM/PM变换),由行波管放大器引入,几乎都可以通过一个合适的预失真器完全被去除238,239。然而对于振幅失真(AM/AM变换),这是不太可能的,因为限制效
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