实用高保真低频功率放大器1.doc

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1、Four short words sum up what has lifted most successful individuals above the crowd: a little bit more.-author-date实用高保真低频功率放大器1目录目录1 引言12 功放的基础知识32.1 音响的结构及参数32.2 放大器的技术指标32.2.1 额定功率32.2.2 频率响应42.2.3 谐波失真42.2.4 信号噪声比42.2.5 互调失真52.2.6 阻尼系数53 方案论证73.1 放大器类型的选择73.2 脉宽调制器(PWM)83.3 高速开关功率放大电路83.4 滤波器的选择

2、94 功放电路设计104.1 D类放大器构成原理104.2 电源电路114.3 前置放大器电路124.4 脉宽调制器134.4.1 三角波产生电路144.4.2 比较器的选择154.5 驱动电路164.6 功率放大级设计174.6.1 MOSFET的选择174.6.2 半桥结构介绍184.6.3 H桥互补对称输出电路194.7 LC滤波器设计214.7.1 额定电流224.8 信号变换电路224.9 保护电路234.9.1 过流保护电路234.9.2欠压和过热保护254.10 音效处理电路254.10.1音频延迟254.10.2 音调控制器264.10.3 均衡器264.10.4 等响度控制器

3、264.10.5 平衡控制274.10.6 LMl040音频处理274.11 单片机控制电路304.11.1 MAX541的外观及引脚说明：304.11.2 MAX541的电路连接314.12 降噪器325 系统软件的设计355.1 系统架构355.2 子程序流程图356 功放主要性能指标及测量386.1 信噪比测量(S/N或SNR)386.2 功放失真测量方法386.2.1 总谐波失真(THD)386.2.2 总谐波失真噪声(THD+N)386.2.3 功放THD+N的测量步骤:396.3 功放频率响应测量方法39总结40附录A 电路总图41附录B 音量控制程序43参 考 文 献46致 谢4

4、7本设计的基本内容是设计一个高保真功率放大器，包括阐述它的功能原理及应用，而功率放大器又分模拟式和数字式两种，由于数字式D类功率放大器具有前沿性和高效性，操作简单，并且越来越多的新技术被运用于高保真数字功率放大器，所以高保真数字功率放大器将会是今后功率放大器发展的趋势，因此本课题将主要设计一款高保真数字功率放大器。 由于D类音频功率放大器与传统的模拟功放相比，具有体积小，效率高，低失真，大功率的特点所以具有广阔的发展前景。D类音频功率放大器，由脉宽调制电路、驱动电路、功率输出电路、滤波电路四部分构成。在本文里，对放大器的各个模块（包括放大电路、比较器电路、三角波产生电路、驱动电路、功率输出级电

5、路、过流保护电路、过温保护电路、欠压保护电路、检测和关断模式控制电路、接口电路等）进行了设计。 本文首先介绍了声音的基本特性、音响放大器的技术指标、放大器分类和D类放大器的工作原理，接着对D类音频放大器电路的各个模块进行了电路设计及测试，并完成了数字音频功放的仿真测试工作。关键词： D类放大器，脉宽调制，驱动，功率输出级 1 引言 低失真，大功率，高效率是对功率放大器提出的普遍要求。模拟功率放大器通过采用优质元件，复杂的补偿电路，深负反馈，使失真变得很小，但大功率和高效率一直没有很好的解决。工作在开关状态下的D类功率放大器却很容易实现，大功率，高效率，低失真。传统的音频功放工作时，直接对模拟信

6、号进行放大，工作期间必须工作于线性放大区，功率耗散较大，虽然采用推挽输出，减小了功率器件的承受功率，但在较大功率情况下，仍然对功率器件构成极大威胁。功率输出受到限制。此外，模拟功率放大器还存在以下的缺点:电路复杂，成本高。常常需要设计复杂的补偿电路和过流，过压，过热等保护电路，体积较大，电路复杂。效率低，输出功率不可能做的很大。D类开关音频功率放大器的工作基于PWM模式:将音频信号与采样频率比较，经自然采样，得到脉冲宽度与音频信号幅度成正比例变化的PWM波，然后经过驱动电路，加到功率MOS的栅极，控制功率器件的开关，实现放大，将放大的PWM送入滤波器，则还原为音频信号。D类功率放大器工作于开关

7、状态，理论效率可达100%，实际的运用也可达80%以上。功率器件的耗散功率小，产生热量少，可以大大减小散热器的尺寸，连续输出功率很容易达到数百瓦。功率MOS有自保护电路，可以大大简化保护电路，而且不会引入非线性失真。对于高电感的扬声器，在设计电路时，是可以省去低通滤波器(LPF)，这样可以大大的节省体积和花费。而且有更高的保真度，这一点，在国外的SV D类功率放大器中已经开始运用，如:TEXAS公司的TPA2002D2。在原设计方案里，采用了集成块IR2110作为功率驱动部分，静态电流较大，功率输出部分，采用了N沟功率MOS晶体管，及全桥输出，使得电路中必须有死区校正电路部分和自举电容，我们采

8、用了内部逻辑结构为倒相器作驱动，功率输出级采用对管。去掉了自举电容和死区校正。使得调制频率可以大大提高，为我设计的高保真低频功率放大器提供了切实可行的后级电路方案。我设计的功率放大器前端是数字信号处理部分，可以直接与数字音频设备的输出端相连，后端直接就是驱动与功率放大，实现了数字化功率放大器。大大减少了由于系统反复多次A/D，D/A转换带来的损失和失真提高了系统的综合性能。而且体积小，重量轻，省能耗，而且无需加反馈。最终我可以实现高保真功率放大器的单片集成。 近年来，国外的公司对D类功率放大器进行了研究和开发，提出了一些方案，但是尚存在了较大的难度，由于采用PWM方式，为了提高音质，降低失真，

9、必须提高调制频率，但是在较高频率下，会产生一定的问题，同时，D类功率放大器对器件的要求较高，不利于降低成本。2 功放的基础知识2.1 音响的结构及参数结构前置放大器和功率放大器，前置放大器承担控制任务为主，对各种节目源信号进行选择和处理，对微弱信号放大到0.51.0V，进行各种音质控制，以美化音色。功率放大器，承担放大任务，是将前置放大器输出的音频信号进行功率放大，以推动扬声器发声。有电压放大，电流放大，要求是宏亮而不失真。前置控制驱动功放输入图2.1 音响结构框图参数81输入灵敏度：800mV；2效率：90%以上；3信噪比：90dB以上；4频率响应：20HZ20kHZ；5谐波失真：0.1%（

10、8负载，1kHZ1W）；6输出功率：18W（8阻抗）；7带载能力：（28）。2.2 放大器的技术指标 评价一个功放系统或设备是否符合高保真要求，一般应采用主观听音评价和客观指标测试相结合的方式来进行，并以客观测试指标为主要依据。因为采用仪器测试设备的性能指标能得到很直观的可供参考比较的定量结果，无疑是最科学而值得信赖的。音频功放的技术指标，主要包括输出功率、频率特性、信噪比、阻尼特性、瞬态响应以及非线性失真等。其中，输出功率、频率特性、信噪比和阻尼特性等，通常称为静态特性指标，它们是用稳态信号测量的。而瞬态特性和非线性失真等，则称为动态特性指标，它们是用非稳态信号测量确定的。2.2.1 额定功

11、率 音响放大器输出失真度小于某一数值(r1%)的最大功率称为额定功率，表达式；Po= Uo2/RL 式(2-1) Uo为负载两端的最大不失真电压，RL为额定负载阻抗。 测量条件如下：信号发生器输出频率为1kHz，电压Ui=20mV正弦信号。功率放大器的输出端接额定负载电阻RL(代替扬声器)，输入端接Ui，逐渐增大输入电压Ui；直到Uo的波形刚好不出现谐波失真(r1%)，此时对应的输出电压为最大输出电压。测量后应迅速减小Ui，以免损坏功率放大器11。2.2.2 频率响应 音频功放的频率特性，是反映它对不同信号频率放大能力的物理量。通常采用输出电平随频率变化的关系曲线来描述。指的是振幅频率特性，习

12、惯上称为幅频特性或频率响应(简称为频响)。 在说明音频功放的频率特性时，有两点必须明确给出。即：一是有效频率范围。频率范围，20Hz20kHz全面反映出该功放的频率特性指标。对于音频功放的频率特性指标而言，其有效频率范围越宽，且在该频率范围内相对参考电平的不均匀度越小。则说明该音频功放的频率特性指标就越好。放大器的电压增益相对于中音频fo (1kHz)的电压增益下降3dB时所对应的低音音频fL和高音音频fH称为放大器的频率响应。测量条件如下：调节音量控制器使输出电压约为最大输出电压的50%输入端接音调控制器，使信号发生器的输出频率从20Hz20kHz.(保持Ui=20mV不变)测出负载电阻上对

13、应的输出电压Uo。2.2.3 谐波失真谐波失真是指信号通过音频设备后，新增加的谐波成分。它是原信号波形中没有的波形变化，是不希望发生的。其值以新增加的谐波成分的均方根值与原信号电压的均方根值的百分比来表示。即：式中 Ul 正弦波基波电压有效值;U2 ,U s. Un 2次、3次、n次谐波电压有效值。谐波失真是电路或器件工作时的非线性引起的。高保真放大器的谐波失真一般应控制在0.05以下，目前许多优秀的放大器失真度均可达到0.01。降低放大器谐波失真度的措施有： 施加适量的电压或电流负反馈。 选用fT较高、线性好的放大器件。 尽可能提高各级对管参数的一致性或对称性。 采用甲类放大，选用优秀的电路

14、，如双差分放大、全互补输出或全对称、全百补电路等。 2.2.4 信号噪声比 信号噪声比12(S/N)指信号通过音频设备后增加的各种噪声(如低频呼声、感应交流声、嘀嘀声等)与指定信号电平的dB差值，或信号幅度与噪声幅度之比，其值常用分贝表示，有时也以重放设备输出的绝对噪声电压或电平值来表示，这时标为噪声电平。现代高保真后级功放的S/N一般能达到90dB以上，问题不会很突出。我们知道，多级放大器的S/N主要取决于第一级，故在系统中，我们要着重提高前级或前置放大器的S/N。由于影响S/N的因素很多，提高S/N便显得很棘手，有时费了九牛二虎之力，能使之提高两三个dB已届战果辉煌。而人耳对噪声又很敏感，

15、所以提高S/N往往成为设计及制作的主攻目标。虽然因素很多，但也不是无章可循，除了器件本身的噪声以外、放大器噪声的来源概括起来主要有三个途径：电源干扰、空间干扰和地线干扰。只要从以下几个方面人手，S/N一般便可达到令人满意的水平。适当降低信号源的输出内阻。合理设定前级或前置放大器的增益，避免使之过大，能满足系统增益要求略有富余便可，这在业余制作时往往被忽略。 使用高性能的稳压电源供电。各放大级尽可能单独或并联供电(即各级电源端经一只隔离电阻直接与电源连接，并加接退耦电容)。严格区分模拟地线与数字地线，各级地线分别定线，一点接地。机壳的接地点应通过试验确定。合理布线、使输入信号引线尽可能短。超过4

16、cm长的均应使用屏蔽线，屏蔽层单端接地，各电位器、开关外壳也应可接地小信号放大电路板应远离电源变压器。2.2.5 互调失真互调失真是指两个不同频率的信号通过放大器后或经扬声器发声时互相调制而产生的和频与差频以及各次谐波组合产生的和频与差额信号，这些新增加的频率成分构成的非线性失真叫做互调失真，通常以此非线性信号的均方根值占原来较高频率信号振幅的百分比来表示。瞬态互调失真的计算方法： 式中 Un-额定负载电阻上各互调分量II2士nflI电 压的有效值;Us-额定负载电阻上15KH2正弦波的电压有效值;n-1，2，3正整数。降低失真的措施有：采用电子分频方式、限制放大器或扬声器的工作频带。在放大器

17、输入端加装高通滤波器，切除20Hz以下的无用信号。选用线性好的功率管和电路结构。2.2.6 阻尼系数 阻尼系数(DF)是功放额定输出阻抗(取扬声器的输入阻抗)与功放输出内阻的比值。D=Rs/(Ri+Rl)。式中Rs-扬声器阻抗，单位为;Ri-功 放 输 出内阻，单位为:Rl-功放与扬声器之间连接导线的电阻，单位为它揭示了扬声器的电阻尼状态。其值应视扬声器的放声表现而定，低音偏干为阻尼过大，尾音过长是阻尼过小。改善的方法一般有： 用直流电阻小的喇叭线可使阻尼变大；反之则变小。但这种方法的调整量有限。与低音扬声器串联的分频电感线圈的线径，可使阻尼变大，反之则变小。其调整量也是有限的。3 方案论证3

18、.1 放大器类型的选择方案一： A类放大器(Class A Amplifier) A类放大器，图3.1。晶体管总是处于导通状态，也就是说没有信号输入时，晶体管也有输出功率，因此晶体管会变得很热，大部分功率都浪费在了产生热量上。尽管其效率很低(约20%)，但精度非常高。 图3.1 A类放大器 图 3.2 AB类放大器方案二： B类放大器(Class B Amplifier) B类放大器采用两只晶体管，每只晶体管工作半个周期，一只晶体管工作于输入信号的正半周，另一只晶体管则工作于输入信号的负半周。因此在理论上两只晶体管不会在同一时间内导通。在没有输入的情况下，两只晶体管均处于截止状态且无输出功率，

19、故而其效率高于A类放大器。不过由于晶体管都需要一定的开通时间，因此在两只管子交替过程中输出端存在一个短暂的无输出功率状态。这个无功率区域称为交越区，这就造成了相对较大的信号交越失真。所以B类放大器虽然具有很好的效率，但同时精度也不高。 方案三：AB类放大器(Class AB Amplifier) AB类放大器与B类放大器非常相似，见图3.2，但由于AB类放大器增加了两个消除交越区的二极管，可使两只晶体管在同一时刻导通，因而其性能有所改善。AB类放大器的效率(约为50%)不如B类放大器高，因为其两只晶体管可在同一时刻导通，但精度得到了提高，因此常作为音频放大器使用。 方案四：D类放大器 D类放大

20、器与上述放大器不同，其工作原理基于开关晶体管，可在极短的时间内完全导通或完全截止。两只晶体管不会在同一时刻导通，因此产生的热量很少。这种类型的放大器效率极高(95%左右)，在理想情况下可达100%，而相比之下AB类放大器仅能达到78.5%。不过另一方面，开关工作模式也增加了输出信号的失真。 D类放大器的高效率使之非常适用于掌上电脑和MP3播放器等便携设备。D类放大器并非刚刚出现，但近年来半导体器件技术的进展引发了人们开发D类放大器的热情。本文讨论了一种D类音频放大器的基本设计，利用仿真软件对电路进行了仿真。作为设计过程的一部分，对该放大器的理论工作过程进行了分析，并对其进行了实验室物理测试。通

21、过对比仿真和实验结果给出了一些值得关注的结论。 表3.1 输出功率比较输出功率（W）D类音频功率放大器AB类模拟音频功率放大器效率（%）热功耗（W）效率（%）热功耗（W）72972722636961.55036比较以上四个方案的优缺点和实现难易程度及联系实际条件，我们决定使用方案四，本文设计了一个能为扬声器提供电压输出的放大器。理论上，该放大器应该可以通过所有音频带宽内(20Hz至20kHz)的信号，在所有频率上增益保持不变，同时总谐波失真不超过1%。能够完成所有要求的功能，而且容易实现。3.2 脉宽调制器(PWM) 方案一：可选用专用的脉宽调制集成块，但通常有电源电压的限制，不利于本题发挥部

22、分的实现。 方案二：采用图3.1所示方式来实现。三角波产生器及比较器分别采用通用集成电路，各部分的功能清晰，实现灵活，便于调试。若合理的选择器件参数，可使其能在较低的电压下工作，故选用此方案。 3.3 高速开关功率放大电路 输出方式： 方案一：选用推挽单端输出方式(电路如图3.4所示)。电路输出载波峰峰值不可能超过5V电源电压，最大输出功率远达不到题目的基本要求。图3.4 高速开关电路方案二：选用H桥型输出方式(电路如图3.5所示)。此方式可充分利用电源电压，浮动输出载波的峰峰值可达10 V，有效地提高了输出功率，且能达到题目所有指标要求，故选用此输出电路形式。图3.5 高速开关电路开关管的选

23、择。为提高功率放大器的效率和输出功率，开关管的选择非常重要，对它的要求是高速、低导通电阻、低损耗。 方案一：选用晶体三极管。晶体三极管需要较大的驱动电流，并存在储存时间，开关特性不够好，使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗较大。 方案二：选用VMMOSFET管。VMOSFET管具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性，故选用高速VMOSFET管。3.4 滤波器的选择 方案一：采用两个相同的二阶巴特沃斯(Butterworth)低通滤波器。缺点是负载上的高频载波电压得不到充分衰减。方案二：采用两个相同的四阶巴特沃斯(Butterworth)低通滤波器，在保证20kHz频带的前提下使负载上

24、的高频载波电压进一步得到衰减。 -4 功放电路设计4.1 D类放大器构成原理D类放大器的电路共分为三级：输入开关级、功率放大级以及输出滤波级。在D类放大器中，比较器的输出与功率放大电路相连，功放电路采用金属氧化物场效应管10(MOSFET)替代双极型晶体管(BJT)，这是由于前者具有更快的响应时间，因而适用于高频工作模式。D类放大器需要两只MOSFET，它们在非常短的时间内可完全工作在导通或截止状态下。当一只MOSFET完全导通时，其管压降很低；而当MOSFET完全截止时，通过管子的电流为零。两只MOSFET交替工作在导通和截止状态的开关速度非常快，因而效率极高，产生的热量很低，所以D类放大器

25、不需要散热器。在D类放大器中，音频信号与开关频率远高于音频范围的锯齿波进行比较，产生一个与锯齿波等周期的脉宽调制(PWM)方波。这个脉宽信号代表音频信号的一个样本。然后，PWM方波及其反相信号驱动MOSFET输出级(通常为H桥)，产生经过放大的方波采样信号。最后，该采样信号由低通滤波器滤波之后，重新生成经过放大的音频信号。 由于MOSFET门电容的存在，提高开关频率将在输出级引起更大的损耗，但由于更高的开关频率可以提高PWM调制器的有效分辨率(与-调制器的过采样过程非常相似)，提高开关频率也能带来了一些好处，例如，可降低对输出滤波的要求，提高音频信噪比(SNR)。利用噪声整形技术可以进一步提高

26、性能。信号经D类放大器中的功放级之后通过一个低通滤波器来恢复原始信号，一个简单的LC滤波器可以将PWM信号复原为具有一定失真的模拟信号波形，与滤波器相连的是一个模拟扬声器的8电阻。 由于大多数音频信号不是脉冲串，因此必须包括一个调制器将音频输入转换为脉冲信号。脉冲的频率成分包括需要的音频信号和与调制过程相关的重要的高频能量。经常在输出级和扬声器之间插入一个低通滤波器以将电磁干扰（EMI）减至最小，并且避免以太多的高频能量驱动扬声器。为了保持开关输出级的功耗优点，要求该滤波器是无损的（或接近于无损）。低通滤波器通常采用电容器和电感器，只有扬声器是耗能元件。一般的脉宽调制D类功放的原理图如图4.1

27、所示。图4.2为工作波形示意，其中(a)为输入信号；(b)为锯齿波与输入信号进行比较的波形；(c)为调制器输出的脉冲(调宽脉冲)；(d)为功率放大器放大后的调宽脉冲；(e)为低通滤波后的放大信号。图4.1 D类放大器的工作原理图4.2 D类放大器的工作波形示意图简而言之，D类放大器由3个主要部分组成：PWM、功率放大电路以及低通滤波器，这3个部分连接在一起就构成了D类放大器。4.2 电源电路音响设备一般使用单相交流市电。其电源部分通常由电源变压器和整流滤波电路构成，要求较高的还要另加稳压电路。交流市电经变压器降压或升压后，通过整流器变为脉动直流电的过程称为“整流”。但整流后的脉动直流电仍含有大

28、量的交流成分，须经过电容、电感、电阻或三极管构成的滤波电路滤除交流成分，使之变为波纹系数很小的平滑直流电，方可供音响设备使用，这个过程称为“滤波” 。整流滤波电路用于功率放大器一般是没什么问题的，但如果用来直接为前置放大器或其他小信号放大器供电，其波纹系数偏大，会影响放大器的信噪比指标。所以高质量的前置放大器等小信号放大器，一般都要采用稳压电源供电，即主整流滤波电路的输出电压经一个稳压电路稳压之后，再供放大器使用。这样，所输出的直流电压不仅波纹系数更小，而且相当稳定，不会受负载电流和市电变化影响，使放大器的信噪比和稳定性大大提高。本设计采用下面的开关电源。图4.3 开关电源电路4.3 前置放大

29、器电路 如图4.4所示。设置前置放大器，可使整个功放的增益从120连续可调，而且也保证了比较器的比较精度。当功放输出的最大不失真功率为1W时，其8上的电压VP-P=8V，此时送给比较器音频信号的VP-P值应为2V，则功放的最大增益约为4（实际上，功放的最大不失真功率要略大于1W，其电压增益要略大于4）。因此必须对输入的音频信号进行前置放大，其增益应大于5。 前置放大仍采用宽频带、低漂移、满幅运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器。选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻Ri10k的要求。同时，采用满幅运放可在降低电源电压时仍能正常放大，取V+=VCC/2=2.5V，要求输入电阻Ri大于

30、10k，故取R1=R2=51k，则Ri=51/2=25.5k，反馈电阻采用电位器R4，取R4=20k，反相端电阻R3取2.4k，则前置放大器的最大增益Av为图 4.4 前置放大器电路调整R4使其增益约为 8，则整个功放的电压增益从 032 可调。考虑到前置放大器的最大不失真输出电压的幅值Vom2.5V，取Vom=2.0V，则要求输入的音频最大幅度VimVT)，如图4.10所示。 图4.9 NMOS 图4.10 PMOS基于上述原理，NMOS管和PMOS管的连接方式如图4.11所示。当栅极输入为高电平(VGS5V)时输出为低电平；当栅极输入为负电平(VGS-5V)时输出为高电平。比较器的输出(即

31、MOSFET的输入)应为两种电压以确保NMOS和PMOS管能够完全导通或截止。图4.11 半桥连接4.6.3 H桥互补对称输出电路 对MOSFET的要求是导通电阻小，开关速度快，对滤波器的要求是上限，得到了一组较佳的参数：L1=22H，L2 小。因输出功率稍大于1W，属小功率输出，可选用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管，IRFD120和IRFD9120 VMOS对管的参数能够满足上述要求，故采用之。实际电路如图4.12所示。互补PWM开关驱动信号交替开启Q5和Q8或Q6和Q7，分别经两个4阶巴特沃斯(Butterworth)滤波器滤波后推动喇叭工作。图4.12 H 桥互补对称输出

32、及低通滤波电路功率桥的设计依赖于放大器的期望输出功率。例如，目前市面上已经有带耳机驱动器的D类放大器IC，以及带扬声器驱动器的D类放大器IC，输出级设计是这些配置的主要差别之一。为驱动扬声器而设计的放大器可以提供从低于1瓦到高达数瓦的输出功率，且无需散热器。利用这些IC，可以为从便携式媒体播放器(PMP) 到游戏控制台和一些LCD TV等许多消费电子应用提供单芯片解决方案。对于上述大部分应用(特别是手持产品)来说，单芯片方案是不可缺的。但为获得非常高的输出功率，可以把D类调制器IC与采用快速开关型功率MOSFET的外部输出级相结合。它们可以采用分立元件，也可以集成在一个单独的IC中。调制器必须

33、提供一个相配的前置驱动器，而输出级MOSFET必须针对数字音频操作而经过优化设计。功率MOSFET的导通电阻会发热并降低功率效率，因此该电阻应尽可能小。为尽量减少用来驱动MOSFET的电平转换器中的功率消耗和发热，还应减小MOSFET门电容。出于同样的考虑，减小电平转换器的输入电容也很重要。门电容高也将导致RC延迟，最终降低晶体管的开关速度。 一个不太明显的潜在问题是晶体管之间开关特性的匹配。例如，如果一个NMOS器件的导通速度比其对应PMOS器件的关断速度快得多，那么两个器件的导通时间可能会在信号边缘出现一小段重叠。当两个器件同时导通时，电源本质上是短路的，导致功率效率降低，热耗散增加，并且

34、有可能使电源电压骤降而造成音频信号失真。为保持信号完整性，输出级(功率MOSFET和电平转换器)的开关延迟应该小于最小PWM脉冲宽度。 有一些厂商提供可直接连接到D类调制器IC输出端的集成式输出级。这些通常每个通道包含4个匹配的功率MOSFET的输出级也能完成PWM信号的电平变换：将放大器输出端的电压转换成能够控制功率器件的更高电压。 4.7 LC滤波器设计 为了节省成本和PCB面积，大多数D类放大器的LC滤波器采用二阶低通设计。图4.13示出一个差分式四阶LC滤波器。扬声器用于减弱电路的固有谐振。尽管扬声器阻抗有时近似于简单的电阻，但实际阻抗比较复杂并且可能包括显著的无功分量。要获得最佳滤波

35、器设计效果，设计工程师应当总是争取使用精确的扬声器模型。 常见的滤波器设计选择目的是为了在所需要的最高音频频率条件下将滤波器响应下降减至最小以获得最低带宽。如果对于高达20 kHz频率，要求下降小于1 dB，则要求典型的滤波器具有40 kHz巴特沃斯（Butterworth）响应（以达到最大平坦通带）。对于常见的扬声器阻抗以及标准的L值和C值，下表给出了标称元器件值及其相应的近似巴特沃斯(Butterworth)响应：表4.1 电感L（H）电容C（F）扬声器电阻（）带宽-3-dB（kHz）101.2450151641220.68841如果设计不包括扬声器反馈，扬声器THD会对LC滤波器元器件的线性度敏感。D类音频放大器中LC滤波器的截止频率fc。截止频率应高于音频带宽，此外由于滤波器的功能是将PWM信号复原为原始信号，因此fc需要根据放大器的开关频率而定，放大器的开关频率应等于三角波的频率(fT)。因此fc和fT是相关的，两者均对输出的总谐波产生影响。 对于输入信号，最低的谐波频率在fT至2fs之间。fs为20kHz时，为将失真降至最低