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1、较大功率直流电机驱动电路的设计方案1引言直流电机具有优良的调速特性，调速平滑、方便、调速范围广，过载能力强，能够实现频繁的无级快速启动、制动和反转，能知足生产经过中自动化系统各种不同的特殊运行要求，因而在工业控制领域，直流电机得到了广泛的应用。很多半导体公司推出了直流电机专用驱动芯片，但这些芯片多数只合适小功率直流电机，对于大功率直流电机的驱动，其集成芯片价格昂贵。基于此，本文具体分析和讨论了较大功率直流电机驱动电路设计中可能出现的各种问题，有针对性设计和实现了一款基于25D60-24A的直流电机驱动电路。该电路驱动功率大，抗干扰能力强，具有广泛的应用前景。2H桥功率驱动电路的设计在直流电机中
2、，能够采用GTR集电极输出型和射极输出性驱动电路实现电机的驱动，但是它们都属于不可逆变速控制，其电流不能反向，无制动能力，也不能反向驱动，电机只能单方向旋转，因而这种驱动电路遭到了很大的限制。对于可逆变速控制，H桥型互补对称式驱动电路使用最为广泛。可逆驱动允许电流反向，能够实现直流电机的四象限运行，有效实现电机的正、反转控制。而电机速度的控制主要有三种，调节电枢电压、减弱励磁磁通、改变电枢回路电阻。三种方法各有优缺点，改变电枢回路电阻只能实现有级调速，减弱磁通固然能实现平滑调速，但这种方法的调速范围不大，一般都是配合变压调速使用。因而在直流调速系统中，都是以变压调速为主，通过PWM(Pulse
3、WidthModulation)信号占空比的调节改变电枢电压的大小，进而实现电机的平滑调速。2.1H桥驱动原理要控制电机的正反转，需要给电机提供正反向电压，这就需要四路开关去控制电机两个输入端的电压。当开关S1和S4闭合时，电流从电机左端流向电机的右端，电机沿一个方向旋转;当开关S2和S3闭合时，电流从电机右端流向电机左端，电机沿另一个方向旋转，H桥驱动原理等效电路图如图1所示。图1H桥驱动原理电路图2.2开关器件的选择及H桥电路设计常用的电子开关器件有继电器，三极管，MOS管，IGBT等。普通继电器属机械器件，开关次数有限，开关速度比拟慢。而且继电器内部为感性负载，对电路的干扰比拟大。但继电
4、器能够把控制部分与被控制部分分开，实现由小信号控制大信号，高压控制中经常会用到继电器。三极管属于电流驱动型器件，设基极电流为IB,集电极电流为IC,三极管的放大系数为，假如，IB*=IC,则三极管处于饱和状态，能够当作开关使用。要使三极管处于开关状态，IB=IC/，三极管驱动管的电流跟三极管输出端的电流成正比，假如三极管输出端电流比拟大，对三极管驱动端的要求也比拟高。MOS管属于电压驱动型器件，对于NMOS来讲，只要栅极电压高于源极电压即可实现NMOS的饱和导通，MOS管开启与关断的能量损失仅是对栅极和源极之间的寄生电容的充放电，对MOS管驱动端要求不高。同时MOS端能够做到很大的电流输出，因
5、而一般用于需要大电流的场所。IGBT则是结合了三极管和MOS管的优点制造的器件，一般用于200V以上的情况。在本设计中，电机工作电流为3.8A,工作电压24V,电机驱动的控制端为51系列单片机，最大灌电流为30mA.因而采用MOS管作为H桥的开关器件。MOS管又有NMOS和PMOS之分，两种管子的制造工艺不同，控制方法也不同。NMOS导通要求栅极电压大于源极电压(10V-15V)，而PMOS的导通要求栅极电压小于源极电压(10V-15V)。在本设计中，采用24V单电源供电，采用NMOS管的通断控制的接线如图2所示，只要G极电压在10-15V的范围内，NMOS即可饱和导通，G极电压为0时，NMO
6、S管关断。当前位置：文档视界较大功率直流电机驱动电路的设计方案较大功率直流电机驱动电路的设计方案知：NMOS位于负载的下方，而PMOS位于负载的上方，用NMOS和PMOS,替换掉图1中的开关，就能够组成由MOS管组成的H桥，如图4所示。图4PMOS和NMOS管构成的H桥Q1和Q4导通，电机沿一个方向旋转，Q2和Q3导通电机沿另一个方向旋转。在本系统中，电机的工作电压为24V,即电源电压为24V,则要控制H桥的上管(PMOS)导通和关断的电压分别为24V-15V=9V和24V,而对于下管(NMOS)来讲，导通与关断电压分别为15V和0V,要想同时打开与关断上、下两管，所用的控制电路比拟复杂。而且
7、，一样工艺做出的PMOS要比NMOS的工作电流小，PMOS的成本高。分别用PMOS和NMOS做上管与下管，电路的对称性不好。由于上述问题，在构建H桥的时候仅采用NMOS作为功率开关器件。用NMOS搭建出的H桥如图5所示：图5NMOS管构成的H桥图5NMOS管组成的H桥中，首先分析由Q1和Q4组成的通路，当Q1和Q4关断时，A点的电位处于悬浮状态(不确定电位为多少)(Q2和Q3也关断)。在打开Q4之前，先打开Q1,给Q1的G极15V的电压，由于A点悬浮状态，则A点能够是任何电平，这样可能导致Q1打开失败;在打开Q4之后，尝试打开Q1,在Q1打开之前，A点为低电位，给Q1的G极加上15V电压，Q1
8、打开，由于Q1饱和导通，A点的电平等于电源电压(本系统中电源电压为24V)，此时Q1的G极电压小于Q1的S极电压，Q1关断，Q1打开失败。Q2和Q3的情况与Q1和Q4类似。要打开由NMOS构成的H桥的上管，必须处理好A点(也就是上管的S极)悬浮的问题。由于NMOS的S极一般接地，被称为浮地.要使上管NMOS打开，必须使上管的G极相对于浮地有10-15V的电压差，这就需要采用升压电路。2.3H桥控制器在H桥的驱动中，除了考虑上管的升压电路外，还要考虑到在H桥同臂的上管和下管(如图5中的Q1和Q3)不能同时导通。假如上管和下管同时导通，相当于从电源到地短路，可能会烧毁MOS管或电源，即便很短时间的
9、短路现象也会造成MOS的发热。在功率控制中一般采用在两次状态转变中插入死区的方法来防止瞬时的短路。在选择H桥控制器的时候最好知足上述两种逻辑条件，又用足够大的驱动电流来驱动NMOS。本系统中采用IR2103作为NMOS控制器，IR2103内部集成升压电路，外部仅需要一个自举电容和一个自举二极管即可完成自举升压。IR2103内部集成死区升成器，能够在每次状态转换时插入死区,同时能够保证上、下两管的状态相反。IR2103和NMOS组成的H桥半桥电路如下列图6所示：图6IR2103和NMOS管构成的H桥半桥电路由IR2103的应用手册中得知自举电容选择取决于下面几个因素：1.要求加强MGT的门电压，
10、2.用于高端驱动电路的IQBS静态电流，3.电平转换器的内部电流，4.MGT-栅-源正向漏电流，5.自举电容漏电流。其中因素5仅与自举电容是电解电容时有关，假如采用其他类型的电容，则能够忽略。最小自举电容值能够通过下面公式(1)计算得到：其中：Qg=高端FET的门电荷，f=工作频率，ICbs(leak)=自举电容漏电流，Iqbs(max)=最大VBS静态电流，VCC=逻辑电路部分的电压源，Vf=自举二极管的正向压降，VLS=低端FET或者负载上的压降，VMin=VB与VS之间的最小电压，Qls=每个周期的电平转换所需要的电荷(对于500V/600VMGD来讲，通常为5nC,而1200VMGD为
11、20nC。图中D1为自举二极管，C4为自举电容。并不是电容的值越大就越好，电容的取值和IR2103的工作频率密切相关，电容取值越大工作频率越低。电容的漏电流对系统的性能有很大影响。自举二极管要承受系统所有的电压，自举二极管的前向压降也影响着自举电容的选择，同时自举二极管的开关速度也直接影响系统的工作频率，一般选用超快恢复二极管。由示波器获得自举电路升压波形如下列图7所示：图7自举电路升压波形图中B部分为自举升压后VB端的电压，图中A部分是由于在上管关断的经过中，由于下管中的寄生二极管，会产后续流，使VS端产生负电压，进而使电容过充。要削弱电容的过充可采用0.47uF以上的自举电容，同时能够在地
12、与VS端参加续流二极管。如下列图所示：图8在IR2103中参加续流二极管电路。图中D2即为续流二极管，续流二极管采用普通二极管即可，但VS电压恢复越快，自举电容过充现象越不明显，本系统采用1N4148作为续流二极管。由于驱动器和MOSFET栅极之间的引线、地回路的引线等所产生的电感，以及IC和FET内部的寄生电感，在开启时会在MOSFET栅极出现振铃，一方面增加MOSFET的开关损耗，同时EMC方面不好控制。在MOSFET的栅极和驱动IC的输出之间串联一个电阻(如图9中B所示)。这个电阻称为栅极电阻,其作用是调节MOSFET的开关速度，减少栅极出现的振铃现象，减小EMI,可以以对栅极电容充放电起限流作用。该电阻的引入减慢了MOS管的开关速度，但却能减少EMI,使栅极稳定。图9消除振铃电路。MOS管的关断时间要比开启时间慢(开启充电，关断放电)，因而就要改变MOS管的关断速度，能够在栅极电阻上反向并联一个二极管(如图9中A所示)，当MOS管关断时，二极管导通，将栅极电阻短路进而减少放电时间。由于VS端可能出现负电压，在VS端串入一个适宜的电阻，能够在产生负电压时起到限流作用，针对负载电机为感性器件，在H桥的输出端并一个小电容，并在局部供电部分加一个去藕电容特别必要。其电路如下列图所示：图10限流去耦电路。