现代功率模块及器件应用技术.doc

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1、【精品文档】如有侵权，请联系网站删除，仅供学习与交流现代功率模块及器件应用技术.精品文档.现代功率模块及器件应用技术引言 最近20年来，功率器件及其封装技术的迅猛发展，导致了电力电子技术领域的巨大变化。当今的市场要求电力电子装置要具有宽广的应用范围、量体裁衣的解决方 案、集成化、智能化、更小的体积和重量、效率更高的芯片、更加优质价廉、更长的寿命和更短的产品开发周期。在过去的数年中已有众多的研发成果不断提供新 的、经济安全的解决方案，从而将功率模块大量地引入到一系列的工业和消费领域中。 因此，有必要就功率模块的应用技术，如选型、驱动、保护、冷却、并联和串联以及软开关电路等，进行一次全面的系列介绍

2、。 1 IGBT和MOSFET功率模块 1.1 应用范围 如图1所示，当前众多的电力电子电路可由功率MOSFET或IGBT来实现。从上世纪80年代开始，它们先后出现于市场。与传统的晶闸管相比，它们具有一 系列的优点，如可关断的特性（包括在短路状态下）、不需要缓冲网络、控制单元简单、开关时间短、开关损耗低等。 现在，电力电子技术不断地渗透到新的应用领域中，这首先归功于IGBT和功率MOSFET的迅速发展。同时，它们的应用在其现有的领域内也在不断地深化。 数年前，高耐压双极型功率晶体管还被广泛地应用着。而现在只能在少数例外情况下发现它的踪影，其位置已几乎完全被IGBT所取代。 在电流达数十A或以上

3、的应用中，功率MOSFET及IGBT大多为含有硅芯片的绝缘式功率模块。这些模块含有一个或数个晶体管单元，以及和晶体管相匹配的 二极管（续流二极管），某些情况下还含有无源元件和智能部分。 虽然功率模块存在仅能单面冷却的缺点，但它还是被广泛地应用于大功率电力电子技术中，与同期问世的平板式IGBT/二极管器件一争高低。尽管平板式器件在 双面冷却的条件下可以多散发约30的热损耗，但功率模块仍然受到用户广泛的欢迎。其原因除了安装简易外，还在于模块的芯片和散热器之间的绝缘、其内部多 个不同元器件的可组合性、以及由于大批量生产而导致的低成本。 在当今的市场上，尽管各种有竞争性的功率器件都在不断地发展，但是I

4、GBT模块却稳稳胜出，它的功率范围也在不断延伸。目前生产的IGBT模块已具有了 65kV、4.6kV、3.3kV和2.5kV的正向阻断电压。以此为基础，MW级的、电压至6kV的变流器（采用IGBT串联的电路）已经出现。 另一方面，MOSFET则被应用于越来越高的频率范围。今天，使用合适的电路拓扑与封装技术，已经可以在500kHz以上实现较大的电流。 IGBT和MOSFET模块已经成为集成电子系统的基本器件，同时也正在成为集成机电系统的基本器件。 1.2 结构和基本功能 下面所述的功率MOSFET和IGBT均指n沟道增强型，因为，它代表了构成功率模块的晶体管的主流。 在一个正向的驱动电压作用下，

5、一块p导通型的硅材料会形成一个导电的沟道。这时，导电的载流子为电子（多子）。在驱动电压消失后，该器件处于截止状态（自 截止）。 在大多数情况下，人们采用图2和图4所示的垂直式结构。在这里，栅极和源极（MOSFET）或发射极（IGBT）均位于芯片上表面，而芯片底面则构成了漏 极（MOSFET）或集电极（IGBT）。负载电流在沟道之外垂直通过芯片。 在图2所示的功率MOSFET和图4所示的IGBT具有平面式栅极结构，也就是说，在导通状态下，导电沟道是横向的（水平的）。 平面栅极（在现代高密度晶体管中更发展为双重扩散栅极）仍是目前功率MOSFET和IGBT中占统治地位的栅极结构。 平面式MOSFET

6、和IGBT结构是从微电子技术移植而来的，其漏极或集电极由n（MOSFET）或p（IGBT）井区构成，位于芯片表面。负载电流 水平地流经芯片。借助于一个氧化层，n区可以与衬底相互隔离，从而有可能将多个相互绝缘的MOSFET或IGBT与其他结构一起集成于一个芯片之上。 由于平面式晶体管的电流密度仅能达到垂直式结构的30，因而明显地需要更多的安装面积，所以，它们主要被用在复杂的单芯片电路中。 从构造上来看，功率MOSFET（图2）以及IGBT（图4）由众多的硅微单元组成。每cm2芯片上的单元数可达8.2%26;#215;105（最新的耐压为60V的MOSFET）以及1%26;#215;105（高耐压

7、IGBT）。 图2、图4显示了MOSFET和IGBT具有相似的控制区结构。 n区在截止状态下构成空间电荷区。p导通井区被植入其内，它在边缘地带的掺杂浓度较低（p），而在中心地带则较高（p）。 在这些井区里存在着层状的n型硅，它们与源极端（MOSFET）或发射极端（IGBT）的金属铝表面相连。在这些n区之上，先是植入一层薄的SiO2绝缘层，然后再形成控制区（栅极），例如采用n型多晶硅材料。 当一个足够高的正向驱动电压被加在栅极和源极（MOSFET）或发射极（IGBT）之间时，在栅极下面的p区将会形成一个反型层的（n导通沟道）。经由这个通道，电子可以从源极或发射极流向n漂移区。 直至n区为止，MO

8、SFET和IGBT具有类似的结构。它们出现在第三极区，从而决定了各自不同的性能。 1.2.1 Power MOSFET 图2清楚地显示了一个n沟道增强型垂直式结构的功率MOSFET的结构和功能。图2中的栅极结构为平面式。 在MOSFET中，上述的层状结构是在一块n导通型的硅基片上采用外延生长、植入、扩散等方法来实现的。硅基片的背面形成了漏极。 当电压在漏极和源极之间产生一个电场时，流向漂移区的电子会被吸引至漏极，空间电荷会因此而缩小。同时，漏源电压下降，主电流（漏极电流）得以流动。 因为，在漂移区内形成电流的电子全部是多子，所以，在高阻的n区内不会出现两种载流子的泛滥。因此，MOSFET是一个

9、单极型器件。 在低耐压的MOSFET器件中，微单元的电阻约占MOSFET的通态电阻的530。而对于高截止电压的MOSFET来说，其通态电阻的约95由n外延区的电阻所决定。 因此，通态压降 VDS(on)=IDRDS(on) （1） 式中：ID为漏极电流； RDS(on)为通态电阻。 RDS(on)=kV(BR)DS （2） 式中：k为材料常数，当芯片面积为1cm2时，k=8.3%26;#215;109A1； V（BR）DS为漏源正向击穿电压。 图6 对于现在市场上的MOSFET来说，当它的截止电压大于200400V时，其通态压降的理论极限值总是大于同等大小的双极型器件，而其电流承载能力则小于后

10、者。 另一方面，仅仅由多子承担的电荷运输没有任何存储效应，因此，很容易实现极短的开关时间。当然，在芯片尺寸很大的器件中（高耐压/大电流），其内部电容充放电所需的驱动电流会相当大，因为，每cm2的芯片面积上的电容约0.3F。 这些由MOSFET的物理结构所决定的电容是其最重要的寄生参数。图3表示了它们的起源和等效电路图。表1解释了图3中各种寄生电容和电阻的起源和符号。 表1 MOSFET的寄生电容及电阻 符 号 名 称 起 源 CGS 栅源电容 栅极和源极的金属化部分的重叠，取决于栅源电压，但与漏源电压无关。 CDS 漏源电容 n漂移区和p井区之间的结电容，取决于单元面积、击穿电压以及漏源电压。

11、 GGD 栅漏电容 米勒电容， 由栅极和n漂移区之间的重叠而产生。 RG 栅极内阻 多晶硅栅极的电阻，在多芯片并联的模块中，常常还有附加的串联电阻以削弱芯片之间的振荡。 RD 漏极电阻 n漂移区的电阻，占MOSFET通态电阻的主要部分。 RW p井区横向电阻 寄生npn双极型晶体管的基极发射极之间的电阻。 1.2.2 IGBT 图4清楚地显示了一个n沟道增强型垂直式IGBT的结构和功能。图中的IGBT具有非穿通式NPT（Non Punch Through）结构，栅极为平面式。 和MOSFET有所不同，在IGBT的n区之下有一个p导通区，它通向集电极。 流经n漂移区的电子在进入p区时，会导致正电

12、荷载流子（空穴）由p区注入n区。这些被注入的空穴既从漂移区流向发射极端的p区，也经由MOS沟道 及n井区横向流入发射极。因此，在n漂移区内，构成主电流（集电极电流）的载流子出现了过盈现象。这一载流子的增强效应导致了空间电荷区的缩小以及集电 极发射极电压的降低。 尽管同MOSFET的纯电阻导通特性相比，IGBT还需加上集电极端pn结的开启电压，但对于高截止电压的IGBT器件来说（从大约400V起），因为， 高阻的n区出现了少子增强效应，所以，器件的导通压降仍比MOSFET要低。这样，在相同的芯片面积上，IGBT可以设计的电流比MOSFET更大。 另一方面，在关断期间和随后产生的集电极电压的上升过

13、程中，还来不及被释放的大部分p存储电荷Qs必须在n区内被再复合。Qs在负载电流较小时几乎呈线 性增长，而在额定电流以及过电流区域则由以下指数关系所决定： 存储电荷的增强与耗散引发了开关损耗、延迟时间（存储时间）、以及在关断时还会引发集电极拖尾电流。 目前，除了图4所显示的非穿通结构之外，穿通型结构（PT=Punch Through）的IGBT也得到了应用。最初的IGBT就是基于后者而形成的。 两种结构的基本区别在于，在PT型IGBT的n和p区之间存在一个高扩散浓度的n层（缓冲层）。另外，两者的制造工艺也不同。 在PT型IGBT中，n和n层一般是在一块p型基片上外延生长而成。而NPT型IGBT的

14、基本材料是一块弱扩散的n型薄硅片，在其背面植入了集电极端 的p区。两种IGBT的顶部结构相同，均为平面式的MOS控制区。 图5比较了两种IGBT的构造及其正向截止状态下的电场强度分布。 对于一个PT型IGBT或者IGET（E：外延生长式结构Epitaxial structure）来说，在正向截止状态下，空间电荷区覆盖了整个n区。为了使生长层即使在高截止电压下还是尽可能的薄，在n漂移区的结尾处，其电 场强度需要用高扩散浓度的n缓冲层来减弱。 反之，对于NPT型IGBT或IGHT（H：同质式结构Homogenous structure）来说，它的n漂移区具有足够的厚度，以至于可以吸收在正向截止状态

15、下最大截止电压的场强。因此，在允许的工作范围内，电场延伸至整 个n区之外的现象（穿通）是不会发生的。 为了进一步描述IGBT的功能以及PT和NPT型器件的不同特性，有必要来观察由IGBT结构而导出的等效电路图6（b）。类似于图3，可得到图6中 所示的寄生电容和电阻的起源与符号，如表2所列。 表2 IGBT的寄生电容及电阻 符 号 名 称 起 源 CGE 栅极发射极电容 栅极和发射极的金属化部分的重叠，取决于栅极发射极电压，但与集电极发射极电压无关。 CCE 集电极发射极电容 n漂移区和p井区之间的结电容，取决于单元的表面积、漏源击穿电压以及漏源电压。 GGC 栅极集电极电容 米勒电容，由栅极和

16、n漂移区之间的重叠而产生。 RG 栅极内阻 多晶硅栅极的电阻，在多芯片并联的模块中，常常还有附加的串联电阻以削弱芯片之间的振荡。 RD 漂移区电阻 n漂移区的电阻（pnp晶体管的基极电阻）。 RW p井区横向电阻 寄生npn双极型晶体管的基极发射极之间的电阻。 撇开器件内部的电容和 电阻不谈，IGBT的等效电路含有同样存在于MOSFET结构中的理想MOSFET，以及一个寄生npn晶体管，即n发射区（发射极）/p井区（基 极）/n漂移区（集电极）。在这个寄生结构里，位于发射极之下的p井区的电阻被视为基极发射极电阻RW。此外，下列区域组合构成了一个pnp晶体管， 即p集电极区（发射极）/n漂移区（

17、基极）/p井区（集电极）。这个pnp晶体管与上面的npn晶体管一起构成了一个晶闸管结构。 这一寄生晶闸管的锁定效应（Latch up）可能会出现于导通状态（前提是某临界电流密度被超过，该临界值随芯片温度的增加而减小），也可以在关断时发生（动态锁定，由比通态运行时更高的空穴 电流所引起）。后者发生的条件是式（3）被满足 M(npnnpn)=1（3） 式中：M为乘法系数； pnp，npn=TE，为单只晶体管的共基极电流增益， T为基极传输系数； E为发射极效率。 锁定的出现会导致IGBT失控，直至损坏。 对于当代的IGBT，采用下述的设计措施，可以在所有允许的静态和动态运行条件下有效地防止锁定效应

18、的出现。例如，通过合理的设计，在关断时动态锁定所需 的电流密度可达额定电流的15倍之多。 图7 为此，晶体管的基极发射极电阻可以通过下列措施减到如此的小，以至于在任何允许的运行状态下，都不可能达到该npn晶体管的基极发射极二极管的开启电 压。这些措施是， 1）增强直接在n发射极下p井区的扩散浓度； 2）缩短n发射极的尺寸。 此外，通过调节pnp晶体管的电流放大倍数，使其空穴电流（npn晶体管的基极电流）被维持得尽可能小。当然，在这里需要兼顾开关特性、耐冲击性，以及通 态特性，达到一个较好的折衷。后者也在某种程度上被pnp晶体管的设计所决定。 这一折衷方案在PT型和NPT型IGBT中有着不同的实

19、现方式。 在PT型IGBT中，从p区到n漂移区的空穴注入效率（发射极效率）很高，原因是它的衬底相对来说较厚。它的pnp电流放大系数只能通过调节基极传输 系数（n漂移区，n缓冲区）来降低。为此，n区的载流子寿命可以通过附加的再复合中心（例如，采用金元素扩散或电子辐射工艺）来降低。其空穴电流约占 总电流的4045。 NPT型IGBT则与之不同，其集电极端的p发射极区是通过植入方式而形成的，明显地薄于PT型IGBT的衬底。因此，在生产硅片时，扩散浓度在材料上的 分布可以很容易地被精确调节。这一极薄的p层保证了pnp晶体管的发射极效率较低（E=0.5），以至于再也没有必要采用降低载流子寿命的方法来减小

20、 基极的传输系数。其空穴电流约占总电流的2025。 同PT型IGBT相比，NPT型IGBT的发射极效率较小，载流子寿命较长，且参数可以被更精确地控制。它的优点如下： 1）正向导通电压具有正温度系数（并联时自动地静态均流）； 2）关断时的拖尾电流较小，但部分情况下时间较长，在Tj=125时关断损耗较低，（在硬关断时）开关时间较短以及开关损耗较低； 图8 3）开关时间与开关损耗（在Tj=125时）以及拖尾电流对温度的依赖性明显较低； 4）在过载时对电流的限制作用较好，因而具有较高的过载能力。 与PT型IGBT所采用的外延生长式衬底相比，目前作为NPT型IGBT基本材料的同质n基片的生产更容易一些，

21、前提是要具备处理极薄硅片的能力。 1.3 静态特性 MOSFET和IGBT模块的输出特性如图7所示。第一象限显示模块可以承受高截止电压和关断大电流。对于第一象限的阻断特性来说，更为精确一点的定义应 该是阻断状态（类似于晶闸管中的定义），但这一概念在晶体管中极少被用到。在下面，我们将使用正向截止状态或者（在不引起混淆的情况下）截止状态这个 名称。 通过控制极的作用，功率MOSFET和IGBT可以由正向截止状态（图7中的工作点OP1）转换至导通状态（OP2）。在导通状态下，器件可以通过负载电 流。两种状态之间的主动区域（放大区）在开关过程中被越过。 不同于理想开关，器件的正向截止电压与通态电流均为

22、有限值。在正向截止状态下存在一个残余的漏电流（正向截止电流），它将在晶体管内引起截止损耗。在导通 状态下，主电路端子之间存在着一个依赖于通态电流的残余压降，被称为通态压降，它将引起通态损耗。在静态导通状态下（不是在开关过程中）的最大通态损耗在 输出特性中由表征通态损耗的双曲线给出。 第三象限显示模块的反向特性，其条件是主电路端子之间被加上一个反向电压。这一区域的特性由晶体管本身的性能（反向截止型，反向导通型）及功率模块中的二 极管特性（与晶体管串联或反向并联）所决定。 1.3.1 功率MOSFET 由上述的原理可以导出如图8（a）所示的功率MOSFET的输出特性。 1.3.1.1 正向截止状态

23、 当外加一个正的漏源电压VDS时，若栅源电压VGS小于栅源开启电压VGS(th)，则在漏源之间只有一个很小的漏电流IDSS在流动。当VDS增加 时，IDSS也略有增加。当VDS超过某一特定的最高允许值VDSS时，pin结（p井区/n漂移区/n外延生长层）会发生锁定现象（锁定电压 V(BR)DSS）。这一锁定电压在物理上大致对应了MOSFET结构中的寄生npn双极晶体管的击穿电压VCER。该npn晶体管由n源区（发射 极）p井区（基极）n漂移区/n生长层（集电极）构成，如见图3所示。 由集电极基极二极管的锁定现象所引起的电流放大效应，可能会导致寄生双极晶体管的导通，从而导致MOSFET的损坏。

24、值得庆幸的是，基极和发射极区几乎被源极的金属化结构所短路，在两区之间仅存在着p井区的横向电阻。 应用各种设计措施，如精细的MOSFET单元、均匀的单元布置、低阻的p井区、优化的边缘结构以及严格统一的工艺，先进的MOSFET已经可以实现很小 的单元锁定电流。这样一来，在严格遵守给定参数的情况下，寄生双极晶体管结构的导通现象基本上可以被防止。所以，对于这一类的MOSFET芯片，可以定义 一个允许的锁定能量EA，分别针对单个脉冲以及周期性的负载（锁定能量由最高允许的芯片温度所限定）。 在功率模块由多个MOSFET芯片并联而成的情况下，因为不可能取得芯片间绝对的均衡，所以仅允许使用单个芯片所能够保证的

25、EA最大值。 1.3.1.2 导通状态 在漏源电压VDS和漏极电流ID均为正的情况下，正向的导通状态可分为两个区域，如图8（a）中第一象限所示。 1）主动区域 当栅源电压仅略大于栅极开启电压时，沟道内电流的饱和作用将产生一个可观的压降（输出特性的水平线）。此时，ID由VGS所控制。 在图8（b）中，转移特性可以借助正向转移斜率gfs来描述。 gfs=dID/dVGS=ID/(VGSVGS(th)（4） 在主动区域内，正向转移斜率随着ID和源极电压的增加而增加，并随芯片温度的增加而减小。 因为，由多个MOSFET芯片并联而成的功率模块只允许在开关状态下工作，所以，主动区域只是在开通和关断过程中被

26、经过。 一般来说，制造商不允许此类模块在主动区域内稳定运行。原因是VGS(th)随温度的上升而下降，因此，单个芯片之间小小的制造偏差就有可能引起温升失 衡。 2）电阻性区域 在开关工作状态下，如果ID仅仅由外电路所决定，就处于被称为通态的阻性区域。此时的导通特性可以用通态电阻，即漏源电压VDS和漏极电流ID之商来描 述。在大信号区域内，通态电压遵守式（5）关系。 VDS(on)=RDS(on)ID（5） RDS(on)依赖于栅源电压VGS和芯片温度。在MOSFET通常的工作温度范围内，它从25125时大约会增加一倍。 1.3.1.3 反向运行 在反向运行时（第三象限），如果VGS小于VGS（t

27、h)，则MOSFET会显示出二极管特性如图8（a）中的实线所示。这一特性由MOSFET结构中的 寄生二极管所引起。集电极基极的pn结或源漏pn结（反向二极管的双极型电流）的导通电压分别决定了MOSFET在反向时的导通特性如图9（a）所示。 这个双极性反向二极管可以运行到由MOSFET所给定的电流极限。 然而在实际应用中，这个反向二极管将导致： 1）较大的通态损耗，它与MOSFET本身的损耗一起，必须被散发出去； 2）在MOSFET作为硬开关应用时具有较差的关断特性，从而限制了MOSFET的应用范围。 如图9（b）所示，原则上只要栅源电压大于栅极开启电压，即使漏源电压为负值，MOSFET的沟道也

28、可以受控至导通状态。 如果此时的栅源电压保持在反向二极管的开启电压之下（例如，通过并联一个肖特基二极管），则漏源之间的反向电流就只是单极性的电子电流（多子电流）。这样 一来，它的关断特性则与MOSFET的关断特性相同。 反向电流依赖于VDS和VGS，如图8（a）中的虚线所示。 在图9（c）中，当沟道是导通时，并且存在着一个导通的双极式反向二极管时（漏源电压大于栅极开启电压），则会出现两者相结合的电流运行状况。与简单地并 联了一个二极管的MOSFET相比，由于被注入的载流子还可以横向扩散，从而使得MOSFET的导电能力增加，最终导致通态电压下降。 1.3.2 IGBT 根据前面描述的IGBT的工

29、作原理，可以得到如图10所示的输出特性。 1.3.2.1 正向截止状态 与MOSFET的原理相似，当集电极发射极电压VCE为正，且栅极发射极电压VGE小于栅极发射极开启电压VGE(th)时，在IGBT的集电极和 发射极端子之间仅存在着一个很小的集电极发射极漏电流ICES。ICES随VCE增加而略微增加。当VCE大于某一特定的、最高允许的集电极发射极电 压VCES时，IGBT的pin结（p井区/n漂移区/n外延生长层）会出现锁定效应。从物理的角度来说，VCES对应了IGBT结构中pnp双极 式晶体管的击穿电压VCER。 出现锁定现象时，由集电极基极二极管引起的电流放大效应，可能会导致双极晶体管的

30、开通，进而导致IGBT的损坏。 图9 值得庆幸的是，基极和发射极区几乎被金属化的发射极所短路。它们之间只是被p井区的横向电阻所隔开。 应用多种设计措施，类似于针对MOSFET所采取的措施一样，IGBT的单元锁定电流可以维持在一个很低的水平，从而使正向截止电压能够获得较高的稳定 性。 1.3.2.2 导通状态 当集电极发射极电压和集电极电流均为正值时，IGBT处于正向导通状态，可以进一步细分为两个区域。 1）主动区域 当栅极发射极电压VGE只是略大于开启电压VGE(th)时，由于沟道电流的饱和效应，沟道会出现一个可观的压降（输出特性中的水平线）。此时，集电极 电流跟随VGE而变化。 类似于MOS

31、FET，用正向转移斜率gfs来描述图10（b）所示的转移特性。 gfs=dIC/dVGE=IC/(VGEVGE(th)（6） 转移特性在线性放大区域内的转换斜率随集电极电流IC和集电极发射极电压VCE的增加而增加，并随芯片温度的降低而减小。 在由多个IGBT芯片并联构成的功率模块中，这一区域只是在开关过程中被经过。 一般来说，模块在这一区域中的稳态运行是不被允许的（如同MOSFET模块一样）。究其原因，是VGE(th)随温度的上升而下降，因此，单个芯片之间小 小的制造偏差就可能引起温升失衡。 2）饱和区域 在开关过程中，一旦IC只是由外部电路所决定，便处于所谓的饱和区域，也被称作导通状态（输出

32、特性中的陡斜部分）。导通特性的主要参数是IGBT的残余电 压VCEsat（集电极发射极饱和压降）。至少对于高截止电压的IGBT器件来说，由于n漂移区的少子泛滥，使得IGBT的饱和压降明显低于同类型 MOSFET的通态压降。 图10 正如前面所提到过的，PT型IGBT的VCEsat在额定电流区域内随温度的升高而下降。而对于NPT型IGBT来说，它则随温度的增加而增加。 1.3.2.3 反向特性 在反向运行状态下，如图10中第三象限所示，IGBT集电极端的pn结处于截止状态。因此，与MOSFET不同的是，IGBT不具备反向导通的能力。 尽管IGBT结构中存在着一个高阻的pin二极管，但目前的IGBT的反向截止电压仅在数十V上下，尤其对于NPT型IGBT来说更是如此。究其原因，是 在于设计芯片和它的边缘结构时，人们着重于追求高的正向截止电压和优化集电极端口的散热。 对于某些特殊的，需要IGBT开关承受反向电压的应用来说，到目前为止全部采用了混合结构，即在模块中串联一个快速二极管。 因此，IGBT模块在静态反向工作时，它的导通特性只是由外部的或者混合的二极管的特性来决定。