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1、【精品文档】如有侵权，请联系网站删除，仅供学习与交流大量程电感表.精品文档.超大量程电感表许剑伟 莆田第十中学一、引言：无线电爱好者，经常要测量电感量，他们常常测量小到零点几uH或大到上千H的电感。除了商品数字电桥可以测量，其它仪表很难测出来。后来，在网上看到捷克人的作品，基于LM311制作了一个小电感测量仪，国内也有很多爱好者仿制。出于好奇，也动手仿制并做了改进，重新分析、设计电路，使得本表可以极宽范围测量，而且精度良好。最先使用洞洞板调试，后来打样PCB板安装了数台，效果良好。二、电路原理本表利用LM393做为放大器，在正反馈回路加放LC选频回路，得到稳定的振荡，并由单片机测量出振荡频率F
2、。当F和C已知，就可以计算出L的值。虽然LM393频响比LM311差5倍，但本表通过合理的补偿，可以消除LM393速度上的不足，大幅减小了小电感测量误差。此外，由于采用了高阻耦合，使得本电路可以测量1000H以上的电感。电路原理如下图。Ca是基准电容，La是辅助谐振电感。Rf*C1应大于Rb*C2，以免低频自激或间歇振荡。C1、C2是隔直流电容。C4、C5是表笔高频干扰信号吸收电容（不是工频吸收电容）。C6是相位补偿电容（LM393无内置相位补偿）。R1、R2、R3是1/3衰减器兼直流编置电压发生器。Rf是高阻同相耦合器。R4、R5是上拉电阻。Rf1、Rf2是负反馈电阻，7.2倍放大。R6是偏
3、置电阻并产生数毫伏正偏压。R7、R8是给二极管施加测试电流的电阻那个Rf耦合电阻，在超声波范围内并不是存阻的。当频率较高时，电阻两端的分布电容及LM393内的信号耦合是不可以忽略的。虽然是电容耦合量很小，但在密勒效应的作用下，等效到输入端的电容会被成百倍放大，有效谐振电容变小。当频率比较高时，谐振器的阻抗很小，所以反馈系数非常弱，这就造成密勒效应的影响严重，可影响2%以上，为此，高频率下有效谐振电容需要适当修正。此外，LM393的延迟也会造成振荡频率变小，引起测值变大。以上因素，结合起来，有效谐振电容还要修正 k=5e-8 * Rf * f，式中Rf是指反馈总电阻（单位M欧），f指频率（单位H
4、z）。电感的计算公式变为： 实际上，可以理解为a就是考虑密勒效应及LM393延时后对频率修正的结果。同理，电容计算公式则为： La与Ca均指当前频率下的辅助电感与辅助电容量的真值。如果事先测出Ca与La的非线性误差，则可以在程序中进行修正处理。使用质量好的La与Ca，就无须修正。L/C切换开关的接触电阻易造成测量误差，所以电路中电感档采用直通接入被测电感，电容档采用高阻抗（用4.7mH的）的谐振电感Lb，这样就可以大大减小接触电阻对测量的影响。以上计算成立是有条件的，要求谐振器处于高Q状态。Q10)，实测误差一般不会超过1%4、当被测电感远大于La时，本表测量结果是等效并联电感。七、LM393
5、的极限以上推导，T0是LM393振荡器系统延迟时间，这种延迟对小电感测量是有害的。当La=220uH时T0是负值。La改为25uH，若Q值保持不变，那么谐振阻抗变小约3倍，反馈信号则变小3倍。而小信号时，LM393延迟量增加，这样一来T0就接近于0。已上公式表明，如果T0为1微秒，谐振串联内阻1欧，将引入r*T0=1uH电感计算误差。不少几uH的小电感，内阻在零点几欧姆级别，显然，引入的误差不可低估。因此，尽量减小T0才可以提升小电感测量的精度。也许有人会问，清零时不就把T0引入的误差消除了吗？其实，清零是扣除了辅助电感的测值。总误差量是(r+r被测)T0，r*T0误差是清零了，但r被测*T0
6、误差清不了的。关于LM393延迟量的测定，可以采取如下方法。Rf短路，C1换为10uF，La=25uH高Q（且La不随信号帐度而变化），这样C0*Rf可以忽略。然后表笔短路起振清零。接入1欧电阻测得0.31uH，所以=L/r=0.31微秒。此时谐振器上的电压约为Vpp=0.35伏关于正反馈超前响应C0*Rf的测定。换一个La=220uH高Q感，且不随信号幅度变化的电感。清零后，测得1欧电阻为-0.6uH示值，所以T0=(-C0*Rf)=-0.6us，因为=0.3us，所以C0*Rf=0.9us。关于小信号时的测定。换一个La=25uH高Q电感，清零后，测得1欧电阻为-0.0xuH示值，可以忽略
7、。说明此时C0*Rf=0.9us，经时谐振电压为Vpp=0.12伏综上，当接入25uH左右电感，本电路正反馈超前响应与LM393滞后响应相互补偿，使得LM393引入的误差最小，当被测电感的内阻较大，并不会影响测量精度。这部分计算表明，接入25uH电感后，工作频率为500kHz左右的补偿效果，测量小于10uH的电感，频率基本上就在500kHz左右。但这并不是说程序设计时，密勒效应的补偿可以取消。从上式看出，当Q值恒定，相对误差随频率增加而线性增加。当频率达到300kHz，Q=30至70所需的补偿量约为2%，频率继续升高，振幅变小，LM393的延时增加，与超前补偿相互抵消，所需补偿量减小。程序中，
8、补偿算法采用简单的线性补偿，即补偿量随频率线性增加。如果300kHz时的补偿量控制在1.5%，那么小于300kHz轻微补偿不足，300kHz以上轻微补偿过剩，整体误差均衡，实测误差约为正负0.5%八、负反馈电路对测量的影响大电感谐振阻抗高，可以得到与耦合端基本相等的电压。A0是输出方波幅值，A是谐振器上电压峰值，A0/A理论值是3/4。由于电感损耗，A会变小一些，所以A0/A约为2.7左右。负反馈输入电压相当于进行了90度移相（是个三角波），那么，谐振器电压也必须有等值的90度电压分量，这样才满足振荡的相位条件。 谐振频率上，正弦波在三角波峰过后才能过零点，而三角波峰对应输出方波零点，所以谐振
9、器上的正弦波相对输出方波是滞后的，实际振荡频率将变小，引起测量误差。设R是谐振器并联电阻，x是谐振器残余电抗，负反馈阻容为Rg和Cg，起振的相位条件是：代入本表的参数得电感测量误差以上计算表明，随着有载Q下降，误差会变大。当被测电感为1000H时，谐振电路的Q值是1.5左右，误差为正编大0.037/（1.52)=1.6%因为大电感测量，谐振电压比较大，约为0.9V，与电桥比对时，应把电压设置为0.9V方可比对。由于测量1000H大电感，谐振频率只有90Hz左右，所以1Hz数字误差（本表只分辨到1Hz）将引入2*(1/90)=2%左右的电感误差。因此，大电感测量最终可高达2%+1.6%=3.6%
10、正偏大误差。如果注意技巧，当数字有跳变时，只取小的那一次电感读数，这样实读误差将减少为2.5%以内。九、直流耦合电容C1对测量的影响设LC谐振的并联电阻为R，在谐振频率上，相当于C1与R串联后接入LM393，转换为并联模式，则电容量变为本电路实际参数代入得式中Q为LC谐振器的Q值（不是有载Q）由于C1可以等效为谐振器的并联电容，所以频率下降，引起L测值偏大。谐振器的Q值通常比较大，由公式看出， C1引入的测量误差可以忽略不计的。但是，在低频档，这个问题就不可以忽略了。低频档对应的Ca是100nF，C1是330nF，所以，显然，当Q=3，误差可达4%左右。如果希望低频档精度更好一些，可以把C1换
11、为660nF的。实测也是如此，C1增加一倍，低频档误差减半。当然，C1也不宜过大，否则响应速度变慢，而且大容量C1不好找。十、电感分布电容的影响电感分布电容的存在，将影响电感测量。这种分布电容通常可以看作集中参数来简化，它的存在，相当于有效谐振电容增加了，谐振频率下降，换算出来的电感量变大。在HP4342 Q表的使用手册“3-9”页把这种换算出来的电感称为“EFFECTIVEL L”，即有效电感的意思。消除分布电容影响测得的电感量，称之为“TRUE L”，即“真电感”当我们希望得到“TRUE L”就必须注意分布电容的问题，就以多抽头电感测量的问题分析：1、电感量最大的抽头，测值总是接近于真电感
12、的。因为，不管是高频线圈，还是音频线圈，分布电容总是在几pF到几十pF之间，是远小于3300pF主谐振电容的，分布电容占次要地位。也就是说，测量电感量最大的端子，不必担心测不到“真电感”2、测量多抽头的次级，就可能出问题。因为初级分布电容换算到次级，是按匝数比的平方换算的。比如，线圈分总布电容50pF，初、次级匝数比是10，那么换算到次级，分布电容是50*102=5000pF，比主谐振电容还大，这时就测不到真电感了。比如，测量T725的1和8脚电感，真电感是4H，而使用高频H档测得10H（F=800Hz），他表示800Hz下的利用电抗换算的电感量。要是8到14脚之间没有绕线，那么，用H档依然可以得到真电感的4H。因为，1到8脚自身分布电容一定是几十pF，对测量无明显影响。3、铁心电感，要注意测量频率，如果频率高于3kHz，应切换到低频档。铁心电感在高频率下，Q值太低，测不准。 铁氧体磁心电感，频响好，高、低频都可以测量。十一、弛张振荡问题为了防止出现弛张振荡或间歇振荡，应使得3Rf*C1+100k*C1Rb*C2