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1、【精品文档】如有侵权，请联系网站删除，仅供学习与交流反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算.精品文档.反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算咱先看下在理想情况下的VDS波形上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）式中VF为反射电压；VOUT为输出电压；NS为次级匝数；NP为初级匝数。比如，一个反激变换器
2、的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM)还是非连续模式（DCM）？是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。如图所示从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时
3、为零，就是连续模式（CCM)；只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。类似于下图这个图是一个48V输入的反激电源。从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦
4、合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。具体RCD吸收电路图如下简单分析下工作原理1.当开关S开通时，二极管D反骗而截止。电感储存能量。2.当开关S关断时，电感电压反向，把漏感能量储存在C中，然后通过R释放 掉。细心的朋友可能会发现，当开关关断的时候，这个RCD电路和次级的电路是一模一样的，D整流，C滤波。R相当于负载。只不过输出电压不是VO，而变成了次级反射到初级的电压VF。所以，注意了，R的值不能取得太小，太小了损耗严重，影响效率。而且电阻的功率会变的很
5、大！下边来个加了RCD吸收的波形关于RCD吸收的选取，如下面叙述：方法一先上个RCD钳位的原理图再上个MOS的VDS波形下面再说几个名词，这几个名词其实大家也知道，一个是钳位电压，上边用Vsn表示;一个是折射电压，上边用VRO表示;还有个脉动电压，上边用V表示;MOS管的最大耐压，上边用BVdss表示；电源的最高输入电压，上边用Vin max表示。1.钳位电压Vsn是电容C两端的电压，与选用MOS的BVdss及最高输入电压以及降额系数有关，一般在最高输入电压Vin max下考虑0.9的降额，则有Vsn=0.9*BVdss-Vin max（我上边的实验选择的MOS为IRF640，BVdss=20
6、0V，Vin max=70V）可以算出钳位电压Vsn为110V2.然后算折射电压VRO，根据VRO=（VOUT+VD)/（NS/NP）式中VOUT为输出电压VD为二极管管压降NS为次级匝数NP为初级匝数我的初级NP为31匝，次级NS为10匝，管压降VD1V，输出电压VOUT=12V算出VRO=（12+1）/（10/31）=40V3.确定漏感量LIK，这个可以通过测试得出，我的实测了下为2.79uH；不过可以估测此漏感值，一般为初级电感量的1%-5%；4.确定峰值电流IPK的值输入功率PIN=POUT/，式中POUT为输出功率为效率我的输出电压为12V，电流为3A，假设效率为80%；代入式中得P
7、IN=12*3/0.8=45W算出平均电流Iin-avg=PIN/Vin min式中Vin min为最小输入电压我的最小输入是40V，也就是1207的最低输入电压。代入式得Iin-avg=45/40=1.125A确定峰值电流IPK=2*Iin-avg/max式中max为最大占空比我的设的为0.5代入式得IPK=2*1.125/0.5=4.2A5.确定钳位电阻R的值，根据公式R=2（Vsn-VRO)*Vsn/LIK*IPK*IPK*fs式中fs为开关频率IPK*IPK为IPK的平方，俺不会写6.确定R的功率PR=Vsn*Vsn/R7.确定钳位电容C的值我们前边一直把C的点电压VC当成不变的处理，
8、实际是有波动的，因为有漏感等杂散电感的影响，所以会有所波动，一般这个脉动电压V取钳位电压Vsn的5%-10%，我们这取10%吧，所以V=11V钳位电容的值C=Vsn/V*R*fs回头我把实验结果和波形放上来！1.初级用了C=103 R=30K,次级R=22R,C=102，峰峰值160V2.我把初级R又并了个30K，R=15K了，别的没动，峰峰值150V了我又把初级C=103改为472，R=15K，次级没动，峰峰值又到138V了我想看看要是不动电阻呢，按算的来，把并的那个30K去掉，C=472，次级不动，峰峰值150V以上总结，算出来的结果还得再试验中得到验证，只能做个参考；所以我们应以计算为基
9、础，根据实验来回调整，找到一个更适合你的值。还有吸收电阻R一定要考虑降额使用，满足功率要求。方法二先做如下假设： 开关电源的工作频率范围:20200KHZ； RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）； 在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。有了以上几个假设我们就可以先进行计算：一首先对MOS管的VD进行分段：，输入的直流电压Vin（DC）；，次级反射初级的VF；，主MOS管VD余量VDS；，RCD吸收有效电压VRCD1。二对于以上主MOS管VD的几部分进行计算：，输入的直流电压Vin（DC）。在计算Vin（DC）时，是依最高输入电压值为准。如输入电压为AC
10、220V，最高电压应选择AC265V，即DC375V。Vin（DC）VAC *2，次级反射初级的VF。VF是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V5%（依Vo =5.25V计算），二极管Vf为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下Vf值）VF(Vf+ Vout)*Np/Ns，主MOS管VD的余量VDSVDS是依MOS管VD的10%为最小值如KA05H0165R的VD=650应选择DC65VVDSVD* 10%，RCD吸收VRCDMOS管的VD减去，三项就剩下VRCD的最大值。实际选取的VRCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元
11、件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。VRCD(VD-Vin（DC） -VDS)*90%注意： VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合 VRCD必须大于VF的1.3倍（如果小于1.3倍，则主MOS管的VD值选择就太低了） MOS管VD应当小于Vin（DC）的2倍（如果大于2倍，则主MOS管的VD值就过大了） 如果VRCD的实测值小于VF的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。 VRCD是由VRCD1和VF组成的，RC时间常数确定是依开关电源工作频率而定的，一般选择1020个开关电源周期。三试验调整VRCD值首先假设一个RC参数，R=100K/RJ15
12、, C=10nF/1KV。再上市电，应遵循先低压后高压，再由轻载到重载的原则。在试验时应当严密注视RC元件上的电压值，务必使VRCD小于计算值。如发现到达计算值，就应当立即断电，待将R值减小后，重复以上试验。（RC元件上的电压值是用示波器观察的，示波器的地接到输入电解电容“”极的RC一点上，测试点接到RC另一点上）。一个合适的RC值应当在最高输入电压，最重的电源负载下，VRCD的试验值等于理论计算值。四试验中值得注意的现象输入电网电压越低VRCD就越高，负载越重VRCD也越高。那么在最低输入电压，重负载时VRCD的试验值如果大于以上理论计算的VRCD值，是否和（三）的内容相矛盾哪？一点都不矛盾
13、，理论值是在最高输入电压时的计算结果，而现在是低输入电压。重负载是指开关电源可能达到的最大负载。主要是通过试验测得开关电源的极限功率。五RCD吸收电路中R值的功率选择R的功率选择是依实测VRCD的最大值，计算而得。实际选择的功率应大于计算功率的两倍。RCD吸收电路中的R值如果过小，就会降低开关电源的效率。然而，如果R值如果过大，MOS管就存在着被击穿的危险。下面讲下变压器的设计方法变压器的设计方法有多种，个人感觉适合自己的才是最好的，选择一个你自己最熟悉的，能够理解的才是最好的！我先介绍下一种设计方法：1.先确定输入电压，一般是按照最低输入直流电压计算VINmin计算a.要是直流输入按直流的最
14、低输入来计算； b.要是输入为交流电，一般对于单相交流整流用电容滤波，直流电压不会超过交流输入电压有效值的1.4倍，也不低于1.2倍。列如，全范围交流输入85-265VAC的电源，一般按85VAC时计算，那VINmin=85*1.2=102V，一般会取整数按100VDC计算。2.确定导通时间ton导通时间ton=T*DT为周期 T=1/fD为最大占空比，一般在最低输入电压的时候，D会最大，保证输出稳定。注意大的占空比可以降低初级的电流有效值，和MOS的导通损耗，但是根据伏秒法则，初级占空比大了，次级的肯定会小，那么次级的峰值电流会变大(IPK=2*Iin-avg/max)，电流有效值变大，会导
15、致输出纹波变大！所以，一般单端反激拓扑的占空比选取不要超过0.5。而且一般的电流控制模式，占空比大于0.5要加斜率补偿的，对调试是个难度。还有一重要的是你的占空比决定你的匝比，匝比决定啥，嘿嘿，反射电压VF，忘了再去上边看下，再加上你漏感引起的尖峰，最终影响你MOS的耐压。占空比越小匝比越小，反射电压VF越低，MOS的电压应力小。反之MOS的电压应力大，所以占空比要考虑好了。要保证在最高电压下你的VDS电压在MOS的规定电压以下，最好是降额使用，流出足够的余量来！列如，电源的开关频率为100K，最低输入时的最大占空比为0.4，那T=1/100000=10S，那么ton=0.4*10S=4S。3
16、.确定磁芯的有效面积AEAE一般会在磁芯的资料中给出。4.计算初级匝数NPNP=VINmin*ton/B*AE式中VINmin为直流最低输入电压；ton为导通时间AE为磁芯的有效面积B为磁感应强度变化量，这个值和磁芯材质，及温升等有关，一般靠经验来选取，在0.1-0.3之间，取得越大，余量越小，变压器在极端情况下越容易饱和！俺一般取0.2。5.计算次级匝数NSNS=（Vo+Vd）*（1-D)*NP/VINmin*D式中Vo为输出电压Vd为二极管管压降D为占空比NP为初级匝数VINmin为最低输入电压6.确定次级整流二极管的应力VDR上边算出变压器的初级匝数NP和次级匝数NS后，就可以得出次级整
17、流二极管的电压应力VDR=（VINmax*NS/NP)+VOUT式中VINmax为最大输入电压，要保证在最高输入电压下你的二极管的电压应力不超标。一般算出来的这个VDR还要考虑降额使用，所以二极管的耐压要高于这个VDR值。一般还要在整流管上并一个RC吸收，从而降低二极管反向恢复时造成的电压尖峰！尤其是CCM模式的时候！7.确定初级电感量LP确定电感量之前我们先看下边的两个电流图对于上图是两种工作模式的初级电感电流波形，我加了两个参数Ip1和Ip2；Ip1对应最低输入电流Ip2对应最高峰值电流有上边这两个我们也就可以算出平均电流Iavg了Iavg=（Ip1+Ip2）Dmax/2式中Dmax为最大
18、占空比如果输出功率为Pout，电源效率为，那么Pout/=VINmin*Iavg=VINmin*（Ip1+Ip2）Dmax/2得出Ip1+Ip2=2Pout/VINmin*Dmax*然后就可以计算Ip1和Ip2的值了对于DCM来说，电流是降到零的，所以Ip1为零对于CCM来说Ip1和Ip2都是未知数，又出来个经验选择了，一般取Ip2=（2-3）Ip1，不能取得太小，太小了会有一个低电流斜率，虽然这样损耗小点，但容易 使变压器产生磁饱和，也容易使系统产生震荡！俺一般取Ip2=3Ip1。计算出Ip1和Ip2后，这时候可以计算初级的电感量了在ton内电流的变化量I=Ip2-Ip1根据（VINmin/
19、LP）*ton=I得出LP=VINmin*ton/I到此变压器的初级电感量计算完毕，变压器的参数也计算完毕！还有一种计算方法，就是按照上边的确定初级电感量的方法先确定电感量，然后来选择磁芯，选择磁芯的方法有很多种，一般最常用的是AP法这个公式是看资料上的，具体我也没推倒过具体可以看看赵修科老师的那本开关电源中的磁性元器件。式中L为初级电感量也就是LPIsp为初级峰值电流Ip也就是I，I1L为满载初级电流有效值，但我往往会把Isp和I1L看成是一个，都是初级的峰值电流，所以仁者见仁智者见智，大家可以到应用时具体的来微调！Bmax为磁感应强度变化量也就是B.这个取值和上边一样，取得太大，磁芯小但容
20、易饱和，而取得太小磁芯的体积又很大，所以一般折中取值！而且和频率关系也很大，要是频率很高，建议取小点，因为频率高了损耗也大，变压器大了有利于散热俺经常取0.2!K1=Jmax*Ko*10-4其中Jmax为最大电流密度 俺一般取450A/平方厘米。但赵老师书里取得是420A/平方厘米Ko为窗口面积，有的也叫窗口利用率吧，一般取0.2-0.4，具体要看绕线的结构了，比如加不加挡墙等因素，所以选取时要充分考虑，免得因取得变压器太小，结构要求苛刻而绕不下，导致项目失败！10-4是由米变厘米的系数所以上式整理下可得AP=Aw*Ae=（LP*IP2*104/450*B*Ko）4/3cm4计算出了AP就可以
21、找到合适的磁芯，然后找到Ae再根据式NP=LP*IP/B*Ae式中LP就是上边算得初级电感量IP为初级峰值电流B为磁感应强度变化量AE为磁芯的有效面积后边的次级匝数NS和次级整流二极管电压应力的确定就和上边的步骤5和6一样了！那这两种初级匝数NP的确定方法到底哪个对呢，可以告诉大家都对。根据电磁磁感应定律：（VINmin/LP）*ton=IP所以VINmin*ton=L*Ip所以这两个从本质上式一样的。所以个人觉得第一个适合有经验的工程师，可以凭经验来选择变压器，然后来计算变压器参数而第二种适合初学者，先确定变压器再算变压器参数，免得因自己经验不足而走了弯路！变压器说到这把，以上是自己的个人意
22、见，欢迎大家批评指正。其实设计出来的参数仅供参考，由于变压器的漏感，PCB的布局，走线等因素会在调试时做微调，最后做出一个最优的、可靠的产品！今上传下原理图，实例。PCB图回头大概讲下原理，及器件的选择，再把变压器计算步骤贴上来！好多朋友一看图，咋输入没有滤波电路？上边也提到了，我这是公司的一个配套产品，只是一个充电电路，整套产品的主功率部分是有滤波的，我只是把我的输入接到了主功率滤波的后边了！哈哈1.所以就先不讲前边的滤波部分了，其实坛子里有好多前辈写过这些，都值得我们学习！那么上边看到的第一个器件就是整流桥了这个一般按计算耐压和电流耐压一般按VB1=2*1.414*VINmax式中VB1为
23、整流桥的额定耐压值2为留的电压余量，余量不够可能尖峰会把整流桥里的二极管击穿！1.414就是根号2啦，不会打，太笨了！VINmax为最高输入电压例如，我上边的输入电压是175-265VAC，那么VB1=2*1.414*265=749VDC公司一般都为1000V的整流桥，所以直接上了。一般这个不用算，基本都是直接上1000V的！电流IB1=（5*POUT）/（*VINmin）式中IB1为整流桥的额定电流5为电流余量，留出足够的余量来！POUT为输出功率为效率VINmin为最低输入电压（直流）例如，我上边的最低输入为175VAC，那么我按最低输入180VDC来计算，实际直流最低输入远大于180VD
24、C!那么我选得整流管的额定电流为IB1=（5*30）/（0.8*180）=1A所以我选得DB107，1A1000V的管子足够了！2.接着看到第二个器件，滤波电容，这个选择我一般都是按经验来的1.窄范围的输入（175VAC-265VAC)一般取1瓦1F，这个瓦指输出功率的瓦数；2.宽范围的输入（85VAC-265VAC）一般取1瓦2-3F，这里这个瓦同样指输出功率的瓦数。当然也有公式计算，大家可以查下很多这方面的计算，这里就不计算了。3.下一个就是启动电阻R10了，这个就是整流以后给你IC的VCC一个启动电压和电流（你的IC不会发电，不给它电压它肯定不会工作），让你的IC发出一个PWM信号，然后
25、MOS管等开始工作，你的辅助绕组VCC绕组会有电压跟过来，然后电路进入稳态！当辅助绕VCC过来后，你整流后高压和VCC的压差会加在这个电阻上。所以这个电阻的选型要考虑功率，免得因功率太小而损坏！4.下边咱算下变压器，因公司给的空间不算大，所以我适当加大下频率，以减小变压器的尺寸，所以我选了个5H0380R，频率f=100K,VDS=800V。想用他家650V的5H0365R，公司没有，全是800V的.一个5H0380R，一个5M0380R.再来确定下最低输入电压VINmin，因要求范围（175-265VAC)所以VINmin=175*1.2=210VDC；VINmax=265*1.4=370V
26、DC；我一般习惯按照180VDC来计算，那样占空比设到0.5，到210VDC的时候占空比肯定到不了0.5，留出余量来那就俺我的习惯来吧VINmin=180VDC;Dmax=0.5;由于频率f=100k。所以T=1/f=10S;那么ton=Dmax*T=10*0.5=5S.输出功率为28V1A，这里我们为了计算方便点，直接算输出功率POUT=30W效率我们暂定为=0.8那么根据式Ip1+Ip2=2Pout/VINmin*Dmax*这里我设计的为连续模式CCM（我还是很少用到DCM的，在QR中会用到），所以Ip2=3Ip1忘了可以看看上边哦代入式得Ip1+ 3Ip1 =2Pout/VINmin*D
27、max*4Ip1=2*30/180*0.5*0.84Ip1=0.84Ip1=0.21A所以Ip2=3Ip1=0.63AI=Ip2-Ip1=0.63-0.21=0.42A初级电感量LP就出来了.LP=VINmin*ton/I=180*5/0.42=2142H计算出LP了，就可以确定AP了AP=Aw*Ae=（LP*IP2*104/450*B*Ko）4/3cm4式中峰值电流IP也就是I =0.42A，假设B=0.2，因功率比较小，空间不大，再加上变压器工艺跟不上所以不加挡墙了，窗口利用率Ko咱取0.25吧Ko=0.25代入上式得AP=Aw*Ae=（LP*IP2*104/450*B*Ko）4/3cm4
28、=（0.002142*0.422*104/450*0.2*0.25）4/3=0.171.33=0.095cm4开始找磁芯，结果找到个EI22 AP=0.1606，正好公司有，本来就打算用这款呢！这里我算了下，实际中俺比较懒，经常不算的有个常用磁芯功率表，经常比对下。能省事就省事！上传给大家变压器磁芯(功率表).pdf现在选出来了磁芯，知道了AE=42，那么初级圈数出来了NP=LP*IP/B*Ae=2142*0.42/0.2*42=107匝接着NS也就出来了NS=（Vo+Vd）*（1-D)*NP/VINmin*D假设整流管压降Vd=1V代入上式得NS=（Vo+Vd）*（1-D)*NP/VINmi
29、n*D=29*0.5*107/180*0.5=17匝；同理辅助电源匝数NVCC=8匝；那么整流二极管的电压应力也就出来了VDR=（VINmax*NS/NP)+VOUT=(370*17/107)+28=86V,考虑到降额及尖峰因素我选得MBR20200。最后确定变压器的初级匝数NP=107匝次级匝数NS=17匝VCC匝数NVCC=8匝初级电感量LP=2142uH开始打变压器，变压器制作设计的方面的比较多，今先不介绍了，以后可以单独开贴来谈论，我是先绕了1/2初级-绕次级-再绕剩下1/2初级-绕VCC绕组。下边算下RCD吸收电路1.先确定嵌位电压Vsn,留80%的余量吧，万一到时候尖峰大，就不好玩
30、了。Vsn=0.8*BVdss-Vin max=0.8*800-370=270V2.确定反射电压VF也就是折射电压VROVRO=（VOUT+VD)/（NS/NP）=29/(17/107)=183V3.确定漏感LIK，实际测了下大概我初级电感量的2%LIK=42.84uH4.确定峰值电流Ip上边变压器已经得出峰值电流了IP=0.42A5.确定吸收电阻R阻值R=2（Vsn-VRO)*Vsn/LIK*IPK*IPK*fs=2*（270-183）*270/42.84*0.42*0.42*100k=62K6.确定R的功率PRPR=Vsn*Vsn/R=270*270/62000=1.175W因公司没有62
31、K的功率电阻，所以那个68K/3W的电阻带吧！7.确定嵌位电容C先确定脉动电压V=10%*Vsn=27V钳位电容的值C=Vsn/V*R*fs=270/27*68K*100K=1.47nF选择个102/1KV的吧！8.D直接用FR107，公司就这一种！RCD吸收计算完了再讲下次级的反馈怎么实现恒压恒流的！简单介绍下，反馈恒压恒流原理：先看图1. 由TL431提供一个2.5V的基准电压REF2.然后电压环通过分压电阻R20和R24和REF做比较如果分压后的电压远低于REF，则占空比为最大；反则如果分压后的电压远高于REF，则占空比最小为零。如果分压后的电压非常接近REF，那么两输入端的误差经放大后给光耦去对占空比进行微调，因光耦也是线性的，所以占空比会进行相应的增加或减小！3.恒流环的工作是通过检流电阻R4来完成的。电流越大，网标28G越负，通过R8和R9来分压，分到比零电位低的时候，恒流流起作用。两输入的误差放大，电流越大，放下越大，占空比越小，起到恒流作用！反馈的恒压恒流就简单介绍到这！