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1、【精品文档】如有侵权，请联系网站删除，仅供学习与交流反激电源变压器设计技术.精品文档. 反激电源变压器设计模块摘要在功率转换装置中，变压器一般都作为体积、重量最大的组件出现。同样，对于电力电子系统的整体性能、效率乃至成本而言，变压器也起着至关重要的作用。在变压器设计的过程中，由于变压器各参数之间的相互依存和影响，全局的考虑和方方面面权衡折中是实现设计优化的关键。在DC/DC模块中，反激电路作为输出隔离的电源产品常用主电路拓扑，其变压器是实现隔离、功率传递的核心之一。在下文中，将以这种电路的变压器设计为主要内容，阐述设计要点和一般步骤。关键词变压器 反激 电感 气隙 匝比 磁芯材料本模块起草人：
2、赵瑞杰专业术语主要参数：输入参数电路参数磁芯参数设计参数总视在功率电流密度面积乘积窗口系数转换效率原边电流有效值I1有效截面积波形系数工作频率副边电流有效值I2窗口面积最大工作磁密输入电压U1穿透深度饱和磁密匝比n输出电压U2铜损磁芯表面积原边匝数Np铁损剩磁副边匝数Ns平均绕组长度MLT有效平均磁路长度原边绕组电感气隙长度每匝平方电感量AL磁芯体积单位体积的磁芯损耗1 来源反激变换器XJ104E-1335的主功率变压器为例2 适用范围反激变压器的一般设计。3 满足技术指标反激变压器输入电压176 264VDC工作频率45k Hz输出电压5V/8A、15V/1A最大占空比0.45电源输出功率7
3、0W整机效率83%4 详细电路图反激变换器的电路原理图5 变压器工作原理简述反激电路的工作原理以及变压器的工作特性。反激电路工作原理以及变压器的工作特性如下：当主开关管Q1导通时，变压器初级电压近似为电源电压，其极性为上正下负，与之对应的变压器次级电压为上负下正，此时整流二极管D1反向截止，负载的能量由输出电容提供。与此同时，流过变压器初级电感和Q1的电流逐渐上升，此时变压器相当于一个储能电感，在开关管导通期间储存能量。当主开关管Q1截止时，D1正向导通，变压器将储存的能量通过整流二极管提供给负载和输出电容。此时流过D1的电流逐渐下降，假设变压器工作在能量完全传递工作模式（DCM模式），则流过
4、整流二极管的电流会一直下降到零。即每个工作周期变压器初级电感储存的能量被完全传递到变压器的次级侧。对于能量不完全传递工作模式（CCM模式），电压和电流的波形会有所差别，其工作原理和能量完全传递工作模式类似。6 变压器设计60变压器概述在对任何变压器的设计过程中，都会遇到以下的种种限制。首先是功率传输（工作电压乘以最大电流）方面，变压器次级绕组必须在限定的调整率（一般定义为空载输出电压与额定负载输出电压的差的绝对值除以额定负载输出电压所得到的百分比）下有足够的能力将能量传至负载。其次是最低工作效率，这方面取决于变压器允许的最大功率损耗。另外在特定温度环境下还有最大允许温升的要求。除了以上在性能方
5、面的设计限定外，另外还有诸如体积、重量、价格等方面的工程要求。在设计中，依据要求或是手册，某个设计要求将成为占主导和必须确保因素。影响其他性能的因素将适当折中考虑以期达到最优设计。由于参数间的相互作用和联系，在一个设计中优化所有参数是不可能的。比如说，如果体积重量是首要考虑的问题，那么由此而采取的高频变压器，其损耗劣势将会自然凸现。当频率要求不能过高时，为了减小体积重量，势必选用更高效率的磁性材料，那么我们又将直面价格问题。折中和权衡直接影响设计结果。需要考虑的设计参数之间的联系见下图表述。 变压器的传输功率对于设计来说是一个重要参数，视在功率作为功率处理能力的指标，其大小对于变压器的几何形状
6、和尺寸大小起决定作用，由于功率变压器处理初级输入和次级输出的功率，所以定义视在功率。的大小在2到2.828倍的输入功率间变动，具体数值取决于变压器电路的结构类型。例如对于有中间抽头绕组变压器原边电流连续的情况，其功率要乘以1.414的系数。而对于电流不连续的变压器情况，其视在功率，视在功率和满足=，=；、分别为变压器原副边电压和电流的有效值，有；与模块输入功率和输出功率的简单相加不相等。效率方面，变压器的效率定义为输出功率和输入功率的百分比，输入功率包括输出功率、铁损和铜损，由于铜损大小可以近似为与输出功率的平方成正比，对该式求导数，可以推导，当铜损=铁损的时候，效率最高。面积乘积AP以及窗口
7、面积、窗口系数、有效截面积、MLT、电流密度的确定能确定诸如变压器表面积、体积、重量、温升等特性，但是要在效率和尺寸间作出优化，选择磁芯材料就是要考虑的重要因素了。磁芯材料的选择要根据磁芯的工作状态，在电力电子变换器中，磁芯的工作状态有三类： 双向磁化是第一类工作状态，其外加激励电压是纯交变量，代表电路是推挽电路。这类工作状态的磁芯要求高BS，高导磁率，低损耗。第二类工作状态其磁芯单向磁化，传递单向脉冲的变压器，其外加激励电压一般是单向矩形脉冲，代表电路是单端正激电路、脉冲变压器、驱动变压器等。这类工作状态的磁芯要求高BS，低Br，高导磁率，低损耗。第三类工作状态其磁芯也是单向磁化，但绕组流过
8、较大的直流分量，并叠加一个小的交变分量。为了使磁芯不饱和，一般加有气隙。代表电路是直流滤波电感、储能电感、平波电抗器等。这类工作状态的磁芯要求高BS，恒导磁范围宽，低损耗。高频变压器磁性材料选择的标准为高初始磁导率i、低矫顽力Hc、高饱和磁感应强度Bs、低剩磁Br、高电阻率和高居里温度点。磁导率高，变压器工作时励磁电流就小；矫顽力低则磁滞损耗比较小；高饱和磁感应强度，低剩磁，变压器工作时磁通变化范围DB可以较大，相应减小了变压器体积；高电阻率，高频工作时涡流损耗比较小；高居里温度点，变压器工作温度可以相应提高，但以上各项要求不可能同时得到满足，不同的磁性材料存在其长处也必然存在不足，需视具体应
9、用条件加以选择。磁芯结构形式的选择一是考虑几何尺寸的限制，例如小功率模块要求具有超薄的结构，变压器高度限制是主要约束；二是考虑磁芯截面积和窗口面积的比例，多路输出变压器一般要求有较大的窗口面积，选择EE型或EI型磁芯，可具有较大的窗口和良好的散热性，铃流变压器要求磁芯截面积比较大，可选用GU形磁芯；此外还应考虑变压器的安装，加工方便性，成本等. 目前中、大功率模块电源通常选用GU形磁芯，这种磁芯特点是有较大的截面积，漏磁很小，但出线需手焊。最大磁感应强度Bm，考虑高温时饱和磁感应强度Bs会下降，同时为降低高频工作时磁芯损耗，工作最大磁感应在一般选择为20002500Gs，工作频率的选择可在设计
10、变压器时进行反推，或先确定再进行调整。变压器绕制的基本要求是耦合紧密，以减小漏感。设计时有两种基本方法以增加绕组间耦合，一是双线并绕，常用于绕制输出正负绕组、原边绕组与去磁绕组等，要求并绕的绕组匝数相等且压差不能太高；另一种是夹绕的方法，将原边绕组均分为两层，夹副边绕组，也有多层夹绕的方法。在确定了以上的因素后，就可以开始针对具体的电路要求以及磁性元件的特性，根据电路和磁路公式设计变压器了。61反激变压器设计6.1.1反激变压器设计的一般步骤由电路原理的分析可知，在反激变换电路中，变压器起着电感-变压器的双重作用，由于它是电感，在开关电路中必然具有电感的一般规律，即具有电感电流连续、临界连续、
11、断续三种工作模式。这里的“连续”，是指原副边绕组的电流在一个周期中是否回零（具体指次级绕组电流在TOFF内是否下降到零），事实上是磁通的连续性。它反映了原副边能量传递的完全性。反激变换器工作于电流连续模式(CCM)和电流断续模式(DCM)，同样输出功率时，工作于电流断续模式具有较大的峰值电流，此时开关晶体管、整流二极管、变压器和电容上损耗会增加，所以一般效率较低，工作于电流连续模式下，效率较高，但输出二极管反向恢复时易引起振铃和噪声；另外，工作于电流断续模式时，由于变压器电感量较小，体积可以做得小一些，而工作于电流连续模式，变压器体积一般会较大。变压器参数的选取应结合整个电路设计和实际应用情况
12、，在最初的设计中，为取得比较适中的性能，可考虑使电路工作于电流临界连续状态。一般来说反激变压器的设计可划分为以下七个步骤：1、初选磁芯型号。2、确定初级电感量。3、确定初级峰值电流。4、确定初级线圈匝数和气隙。5、计算并调整初、次级匝数。6、计算并确定导线线径7、一系列校核和估算工作初选磁芯型号反激变压器的体积主要决定于传递功率的大小，可依据经验或磁芯厂家手册中提供的速选图表，初选一磁芯型号代入以后的步骤进行计算。也可用面积乘积的方法。面积乘积法：磁芯结构确定基础上，其型号选择可采用面积乘积法：对于反激式变压器：在MOS管导通时有下面的公式成立：；其中；所以：，又： 为波形系数，为窗口面积，I
13、1、NP、I2、NS对应初次级绕组电流和匝数，S1和S2分别为初级和次级绕组线圈总截面积，Ku为窗口系数，即铜线截面积之和与窗口面积比值，J为导线电流密度。由，其中=，=；（、分别为变压器原副边电压平台值和电流有效值，有， =）近似可得：根据输出功率P0，预测效率h，导通时间Ton和工作磁感应变化范围DB等参数可求出和乘积，作为初选磁芯型号的依据，如果对磁芯选择比较有经验也可越过该步骤，直接进入下一步。确定初级电感量若考虑低压满载时，电路工作于电流临界连续状态，此时初级电感量计算公式如下： (UIN-MIN为输入电压最小值，Dmax为设定的最大占空比，f为开关频率，P0为输出功率。)增大LP1
14、取值时，电路开始工作于电流连续模式，原边电感量的选择可在LP1计算值基础上，视具体情况作调整。（根据经验，在保证变压器在全部工作范围内不会出现磁芯饱和的情况下，可以适当增大电感，可以减小漏感，降低磁芯损耗。）确定初级峰值电流设计时仍考虑低压满载的情况。电路工作于电流不连续或临界连续时，初级峰值电流： (h为预测效率值)电路工作于电流连续模式时，初级峰值电流：有公式和成立确定初级线圈匝数和气隙首先作出两点假设：(1) 由于磁芯开气隙后剩磁Br减小很多，认为Br0。(2) 由于气隙磁阻远大于磁路其他部分磁阻，认为磁势全部降于气隙处。根据以上两点假设可得出初级电感量： ，lg 为气隙长度工作最大磁感
15、应强度：选择最大磁感应强度Bm后，联解以上两式可求出初级匝数Np，和气隙长度lg，气隙长度的选取不宜过长，过长的气隙会导致主磁路磁阻增大，磁力线通过漏磁路闭合，会增加漏感和电磁干扰EMI。计算并调整初、次级匝数仍考虑低输入电压并且输出满载的情况，此时电流连续或临界连续，按照反激变压器的原副边工作电压波形关系可以推导得到如下公式，使满足：匝比n：设副边整流管最大压降为，电感绕组的最大电阻压降，其它线路最大压降，原边MOSFET及线路压降。则低压满载工作情况下有下式成立。Vsmax=(Vomax+Vsr+Vr)* (1-Dmax)；Vpmin=(Vinmin-Vpw)* Dmax；取初级或次级匝数
16、中较小者，取整后，再由匝比关系推算其余绕组匝数。计算并确定导线线径初级绕组电流有效值：按电流波形为梯形波计算，其中：；次级电流有效值： 初级导线截面积（不含绝缘漆皮）：次级导线截面积（不含绝缘漆皮）：考虑高频工作时导线的集肤效应，当电流较大时，采用多股并绕，每股线径不得大于2倍穿透深度，穿透深度可用公式计算。(m0为空气磁导率为4p10-7，r为铜的电导率为58106/Wm)一系列校验和估算工作上文已经叙述了电感的计算问题。另外，由于气隙的存在，磁芯更不容易饱和，剩磁Br很小可以忽略，最大工作磁密核算用下面的公式： 窗口系数核算：根据公式校核窗口，窗口系数约为0.250.3（一般不要超过0.3
17、）。铜损估算：副边导线电阻变压器 绕组热态（x）铜阻比冷态铜阻（20）增加的倍数KT为：KT=（234.5+x）/（234.5+20），100的KT=（234.5+100）/（234.5+20）=1.314。100时原边绕组铜阻为，同理可得原边电阻。由可得铜损。MLT：平均绕组长度，由于各匝绕组的长度不等，统一由平均绕组长度代替。具体的估算如下：计算出绕组最内层的绕组长度和最外层绕组长度。MLT=（+）/2铁损估算：PFe0.25*Pb*Ve。其中Pb单位体积的磁芯损耗，据磁芯材料手册可查。（系数0.25是参照其他知名电源公司的数据和一些技术资料得来的，是否真的合适还有待慢慢的实践总结）总损耗
18、：PlossPcu+ PFe；温升估算T（0C）Kt*Ploss/StSt：变压器表面积（cm2）Kt：散热系数。在环境温度为250C时，Kt一般取850，在环境温度为500C时，Kt一般取710。注：关于温升的计算是从其他资料上查找来的公式和数据，是在较为理想的散热条件下的温升。在实际的应用中，由于变压器的周围有很多的发热元件，再加上每个电源的散热效果都不一样散热效果都不一样，因此具体问题还要具体分析。6.1.2反激变压器设计实例（XJ104E-1335主输出变压器）1、 确定初级电感量LP设低输入电压并且满载输出时，电路工作于电流临界连续状态，此时初级电感量如下：考虑由于绕组的要求，变压器
19、窗口面积较之纯粹电感窗口面积可选较大，可令其工作在电流连续状态，电感LP计算值适当增大为1mH。2、计算匝比设副边整流肖特基管最大压降为0.6 V，电感绕组的最大电阻压降0.15V，其它线路最大压降0.1 V，原边MOSFET及线路压降3V，变压器效率98%，按照反激电路的电压原副边关系式可得：（考虑输出10%超调量，也就是输出电压按110%进行考虑，即Vomax =5.5V）Vsmax=(Vomax+Vsr+Vr)* (1-Dmax)=(5.5+0.55+0.15+0.1)*0.55=3.465Vpmin=(Vinmin-Vpw)* Dmax=(175-3)*0.45=77.4；，3、确定初
20、次级电流A忽略原边励磁电流，在低压输入、额定输出时的原边电流最大，设变换器效率为83%，低压输入额定输出情况下变压器原边输入电流峰值：(T为电源开关周期)=1.871A按电流波形为梯形波计算，对应变压器有效值为=0.747A根据磁势守恒，副边电流有效值为：=22.3*0.747=16.66A（如果输出只有5V/14A时才是这样的）4、计算总视在功率考虑低压满载情况：=176V由于反激电路原副边不同时工作，不成立。由第3步计算可知：原边电流有效值为：0.747A副边电流有效值为：=22.3*0.747=16.66A+=176*0.747+10*16.66=298W以电感储能来计算：78.8W取二
21、者中的大者。5、计算面积乘积 cm4:变压器窗口系数，根据不同的绕制工艺，取值不同。此例中，窗口系数先粗略取0.3 。:电流密度，此例先粗略取电流密度J=500 A/cm2。（这个值根据具体的情况来适当调整，如果窗口面积足够大，这个值可以选取的更大一些。在这个电源中窗口面积对于3路输出来说不是很宽松，按照1.0的漆包线通4A的电流换算，可以得到J=509.6 A/cm2，因此取J=500 A/cm2还是可以的。）:波形系数，对反激电路，由，6、选择磁芯根据经验，选择南京康达EI41磁芯。然后可以根据Ap查磁芯手册，磁芯选型：EI41，磁芯材料为LP3，2.32附磁芯相关数据：几何参数通过查询相
22、关手册、依据工程计算公式的计算。symbolAe(mm2)Aw(mm2)Hight(mm)EI4114516026.2MLT(mm)Ve（mm3） (mm)ST（mm2）107.661110078.6磁芯参数主要通过磁芯手册数据和图表的查询，查询中要注意应用条件。symbolBsBrLP3390mT50030 mT110mT200 mTcondition100 23100 TcminAL 215230025%3200 nH/N2100 7、计算原边、副边绕组匝数由公式：，。已知，, Ae=145 mm2，=1.871A；得NP=64.52；NP取整为66匝。；Ns取整为3匝。类似的，输出15V
23、供电的辅助电源绕组匝数为8.5匝。（计算可直接由电压比与匝比的关系得到，计算略）8、计算原边绕组气隙忽略磁芯磁阻，认为磁势全部降于气隙处。由LP=1.2mH，。0.00079m=0.79mm这是电源工作在临界状态时需要的气隙，实际只可以取得稍微小一点，让电源工作在连续状态，可以减小漏感，降低电磁干扰EMI。9、校核磁通密度Np取66匝时：=0.196T0.37T=BS(100)，符合磁芯不饱和条件。10、计算原边绕组线径由第3步的计算：有以下电流式成立=0.747A在设计中，采用直径0.41mm的导线两股并绕来实现。导线截面积为：=0.264 mm2原边电流密度为： A/mm210A/mm2实
24、际中电流密度可以取高达10 A/mm2（7，P4）。11、校核原边绕组电流穿透深度当绕组导线直径小于两倍穿透深度时，不考虑趋肤效应的影响，当绕组导线直径大于两倍穿透深度时，应采用小直径的多股导线并绕或宽而薄的扁铜带，多股导线的直径或铜带厚度应小于穿透深度的两倍。穿透深度=0.0041cm(200C)。选用直径为0.41mm的导线满足要求。12、计算原边绕组铜损200C时，铜电阻率Np取18匝时：20时，原边绕组铜阻为变压器 绕组热态（x）铜阻比冷态铜阻（20）增加的倍数KT为：KT=（234.5+x）/（234.5+20）=1.3141000C时原边绕组铜阻为599.4m0.7472599.4
25、=334.8mW（1000C）13、计算副边绕组线径副边绕组线径的计算和原边绕组相同，具体计算略。5V输出绕组，采用直径0.41mm的导线14股并绕来实现导线截面积为：=1.85 mm25V绕组的电流有效值为*8/14=22.3*0.747*8/14=9.52A5V绕组电流密度为： A/mm210A/mm215V绕组选用采用直径0.41mm的导线2股并绕来实现。14、计算副边绕组铜损根据计算原边绕组铜损的方法计算副边铜损，具体计算略。15、计算铁损Pe0.25*Pb*Ve=0.25*0.6*11.1=1.67W单位体积的磁芯损耗Pb：在工作频率100kHz，工作磁感应强度0.2Mt,温度为25时单位体积的磁芯损耗约为0.6W/cm3。16、窗口校核除了原副边外，变压器辅助电源绕组为直径0.31mm，15匝（辅助绕组总匝数）。双路可以绕得下。S1、S2 分别为原副边每匝绕组的截面积。17、变压器具体的绕制变压器的原边分两段，最里层和最外层分别绕制一半，把副边绕组包在中间。这样可以增强原副边的磁耦合，减小漏感。另外在绕制副边之前先加一层屏蔽，绕完副边以后再加一层屏蔽，可以有效减小漏感，减小电磁干扰EMI。15V输出绕组采用双线并绕的方式。磁性材料的主要参数是参考新康达磁业有限公司和北京七星飞行电子有限公司的磁性材料手册得来的。