《三相电压型PWM整流器仿真课程设计.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《三相电压型PWM整流器仿真课程设计.docx（31页珍藏版）》请在taowenge.com淘文阁网|工程机械CAD图纸|机械工程制图|CAD装配图下载|SolidWorks_CaTia_CAD_UG_PROE_设计图分享下载上搜索。
1、精选优质文档-倾情为你奉上第1章 绪论1.1 PWM整流器概述 随着电力电子技术的发展，功率半导体开关器件性能不断提高，已从早期广泛使用的半控型功率半导体开关，如普通晶闸管(SCR)发展到如今性能各异且类型诸多的全控型功率开关如双极型晶体管(BJT)、门极关断晶闸管(GTO)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、集成门极换向晶闸管(IGcT)、电力场效应晶体管(MOSFET) 以及场控晶闸管(McT)等。而20世纪90年代发展起来的智能型功率模块(IPM)则开创了功率半导体开关器件新的发展方向。功率半导体开关器件技术的进步，促进了电力电子变流装置技术的迅速发展，出现了以脉宽调制(PWM)控制为基础
2、的各类变流装置，如变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器等，这些变流装置在国民经济各领域中取得了广泛应用。但是，目前这些变流装置很大一部分需要整流环节以获得直流电压，由于常规整流环节广泛采用了二极管不控整流电路或晶闸管相控整流电路因而对电网注入了大量谐波及无功，造成了严重的电网“污染”。治理这种电网“污染”最根本措施就是，要求变流装置实现网侧电流正弦化且运行于单位功率因数。因此，作为电网主要“污染”源的整流器，首先受到了学术界的关注，并开展了大量研究工作。其主要思路就是将PWM 技术引入整流器的控制之中，使整流器网侧电流正弦化且可运行于单位功率因数。根据能量是否可双向流动，派生出两类
3、不同拓扑结构的PWM整流器，即可逆PWM 整流器和不可逆PWM整流器。本论文只讨论能量可双向流动的可逆PWM整流器及控制策略，以下所称PWM整流器均指可逆PWM整流器。 第2章 PWM 整流器的拓扑结构及工作原理2.1 PWM整流器原理概述 从电力电子技术发展来看，整流器是较早应用的一种ACDC变换装置。整流器的发展经历了由不控整流器(二极管整流)、相控整流器(晶闸管整流)到PWM 整流器(可关断功率开关)的发展历程。传统的相控整流器，虽应用时间较长，技术也较成熟，且被广泛使用，但仍然存在以下问题： (1) 晶闸管换流引起网侧电压波形畸变； (2) 网侧谐波电流对电网产生谐波“污染”； (3)
4、 深控时网侧功率因数降低； (4) 闭环控制时动态响应相对较慢。 虽然二极管整流器，改善了整流器网侧功率因数，但仍会产生网侧谐波电流而“污染”电网；另外二极管整流器的不足还在于其直流电压的不可控性。针对上述不足，PWM整流器已对传统的相控及二极管整流器进行了全面改进。其关键性的改进在于用全控型功率开关取代了半控型功率开关或二极管，以PWM控制整流取代了相控整流或不控整流。因此，PWM整流器可以取得以下优良性能： (1) 网侧电流为正弦波； (2) 网侧功率因数控制(如单位功率因数控制)； (3) 电能双向传输； (4) 较快的动态控制响应。 显然，PWM 整流器已不是一般传统意义上的 ACDC
5、 变换器。由于电能的双向传输，当PWM整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当PWM整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。所谓单位功率因数是指：当PWM整流器运行于整流状态时，网侧电压、电流同相(正阻特性)；当PWM整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反相(负阻特性)。进一步研究表明，由于PWM整流器其网侧电流及功率因数均可控，因而可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等非整流器应用场合。 综上可见，PWM整流器实际上是一个其交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。为便于理解，以下首先从模型电路阐述PWM整流器的基本原理。 从上图可以看出：PWM整流器模型电路由交流回
6、路、功率开关桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势e以及网侧电感L等；直流回路包括负载电阻及负载电势Ec等。功率开关桥路可由电压型或电流型桥路组成。当不计功率桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得 Iv = vdcidc式中 v、i 模型电路交流侧电压、电流 vdc、idc模型电路直流侧电压、电流 由式上式不难理解：通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之亦然。以下着重从模型电路交流侧人手，分析PWM整流器的运行状态和控制原理。 稳态条件下，PWM整流器交流侧矢量关系如下图所示:为简化分析，对于PWM整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略PWM谐波分量，并且不计交流侧电阻。这
7、样可从上图分析：当以电网电动势矢量为参考时，通过控制交流电压矢量y即可实现PWM整流器的四象限运行。若假设|I|不变，因此|VL|=L|I|也固定不变，在这种情况下，PWM整流器交流电压矢量V端点运动轨迹构成了一个以|VL|为半径的圆。当电压矢量V端点位于圆轨迹A点时，电流矢量I比电动势矢量E滞后90o,此时PWM整流器网侧呈现纯电感特性，如上图（a）所示；当电压矢量V端点运动至圆轨迹B点时，电流矢量I与电动势矢量 E平行且同向，此时PWM整流器网侧呈现正电阻特性，如上图（b）所示；当电压矢量V端点运动至圆轨迹c点时，电流矢量I超前电动势矢量E 90o，此时PWM 整流器网侧呈现纯电容特性，如
8、上图（c）所示；当电压矢量V端点运动至圆轨迹D点时，电流矢量I与电动势矢量平行且反向，此时PWM整流器网侧呈现负阻特性，如上图（d）所示。以上A、B、c、D四点是PWM整流器四象限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析，可得PWM整流器四象限运行规律如下： (1)电压矢量V端点在圆轨迹AB上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时。PWM整流器需从电网吸收有功及感性无功功率。电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。值得注意的是，当 PWM 整流器运行在 B 点时，则实现单位功率因数整流控制，而在A点运行时，PWM整流器则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。 (2)当电压矢量V端
9、点在圆轨迹BC上运动时，PWM整流器运行于整流状态，此时，PWM整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。当PWM整流器运行至C点时，此时，PWM整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。 (3)当电压矢量V端点在圆轨迹CD上运动时。PWM整流器运行于有源逆变状态。此时PWM整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。当PWM整流器运行至D点时，便可实现单位功率因数有源逆变控制。 (4)当电压矢量V端点在圆轨迹DA上运动时。PWM整流器运行于有源逆变状态。此时，PWM整流器向电网传输有功及感性无功功率。电能将
10、从PWM整流器直流侧传输至电网。 显然，要实现PWM整流器的四象限运行，关键在于网侧电流的控制。一方面，可以通过控制PWM整流器交流电压，间接控制其网侧电流；另一方面，也可通过网侧电流的闭环控制，直接控制PWM整流器的网侧电流。 2.2 三相电压型 PWM 整流器的拓扑结构 三相电压型PWM整流器分半桥与全桥，本文只讨论三相半桥电压型PWM整流器，以下所称的三相电压型PWM整流器也均指三相半桥电压型PWM整流器。 三相半桥电压型PWM整流器的拓扑结构如下： 上图为三相半桥 VSR 拓扑结构。其交流侧采用三相对称的无中线连接方式，采用六个功率开关管，这是最常用的三相 PWM 整流器。 2.3 三
11、相 VSR PWM 分析 2.3.1 开关模式 由于每相桥臂共有两种开关模式，即上侧桥臂导通或下侧桥臂导通，因此三相 VSR共有23=8种开关模式，并可利用单极性二值逻辑开关函数sj（j=a,b,c）描述，即： Sj= 1 Vj、VDj 导通 0 Vj、VDj导通 （j=a,b,c） 式中，Vj、VDj （j=a,b,c）表示上桥臂功率开关管及续流二极管；Vj、VDj （j=a,b,c）则表示下桥臂功率开关管及续流二极管。三相VSR 8种开关模式见下表 开关模式12345678导通器件Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa)
12、 Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) Va(VDa) Vb(VDb) Vc(VDc) 开关函数scsbsa 001 010 011 100 101 110 111 000 2.3.2 数值分析 在此分析三相 VSR 在 ia0、ib0 时的 PWM 相关波形。为简化分析，只研究三相 VSR 单位功率因数整流状态时的 a 相 PWM 相关波形，此时网侧电流 ij(t)与电动势 ej(t) （j=a,b,c）同相
13、。 （1）交流测电压 Va0(t) 针对 2.2 中所示的三相 VSR 主电路拓扑结构，其 a 相电压方程为 𝑣𝑎0(𝑡) = 𝑣𝑎𝑁(𝑡) + 𝑣𝑁0(𝑡) （2-1）由电压型逆变桥三相平衡关系易推得 （2-2）当采用单极性二值逻辑开关函数描述时 𝑣𝑗𝑁(𝑡) = 𝑠𝑗𝑣𝑑𝑐 (j = a,
14、b, c) （2-3）式中 Sj 单极性二值逻辑开关函数 联立式（2-1）（2-2）（2-3），得三相 VSR a 相交流侧电压 Va0(t)的开关函数表达式为 （2-4） 可以得出，三相 VSR 交流测电压在调制过程中只取值 Vdc/3、2Vdc/3、-Vdc/3、-2Vdc/3、0。 （2）网测 a 相电感端电压 VLa(t) 由三相 VSR 交流侧回路易得网测 a 相电感端电压 VLa(t)即为 𝑣𝐿𝑎(𝑡) = 𝑒𝑎(𝑡) 𝑣𝑎0(ү
15、05;) （2-5）（3）网测 a 相电流 ia(t) 当忽略 VSR 网测 a 相等效电阻时，a 相电流 ia(t)即为 （2-6）上式表示，三相 VSR 网测 a 相电流为 a 相电感端电压 VLa(t)的积分。 （4）直流侧电流 idc(t) 当忽略三相 VSR 桥路损耗时，其交、直流侧的功率平衡关系为 𝑗=𝑎,𝑏,𝑐 𝑖𝑗(𝑡)𝑣𝑗𝑁(𝑡) = 𝑖𝑑𝑐(ү
16、05;)𝑣𝑑𝑐 （2-7）联立式（2-7）、（2-3）并化简，得 𝑖(𝑡) = 𝑖𝑎(𝑡)𝑠𝑎 + 𝑖𝑏(𝑡)𝑠𝑏 + 𝑖𝑐(𝑡)𝑠𝑐 (2-8)下表给出了不同开关模式调制时的 idc(t)取值。 开关模式scsbsa001010011100101110111000idc(t)i
17、a(t)ib(t)ia(t)+ ib(t)=- ic(t)ic(t)ic(t)+ ia(t)=- ib(t)ib(t)+ ic(t)=- ia(t)00从上表分析，在任意开关模式下，idc(t)复现了不同相的网侧电流或其相反值。 （5）直流侧电压 Vdc(t) 由于 idc(t)波为 PWM 波，因而三相 VSR 直流侧电压必然脉动，直流侧电流到直流侧电压传递环节为一阶惯性环节，且满足 (2-9) 可见，当惯性时间常数（=RLC）取值越大，其直流侧电压 Vdc(t)的脉动幅值就越小。 第3章 三相 VSR 的一般数学模型所谓三相VSR一般数学模型就是根据三相VSR拓扑结构，在三相静止坐标系 (
18、a，b，c)中利用电路基本定律(基尔霍夫电压、电流定律)对VSR所建立的一般数学描述。针对三相VSR一般数学模型的建立，通常作以下假设： (1)电网电动势为三相平稳的纯正弦波电动势(ea、eb、ec)。 (2)网侧滤波电感L是线性的，且不考虑饱和。 (3)功率开关损耗以电阻Rs表示，即实际的功率开关可由理想开关与损耗电阻Rs 串联等效表示。 (4)为描述VSR能量的双向传输，三相VSR其直流侧负载由电阻RL和直流电势eL串联表示。 根据三相VSR特性分析需要，三相VSR一般数学模型的建立可采用以下两种形式： (1)采用开关函数描述的一般数学模型； (2)采用占空比描述的一般数学模型。 本文只介
19、绍采用开关函数描述的一般数学模型。 3.1 采用开关函数描述的 VSR 一般数学模型 以三相VSR拓扑结构为例，建立采用开关函数描述的VSR一般数学模型 当直流电动势eL=0时，直流侧为纯电阻负载，此时三相VSR只能运行于整流模式；当eL0时，三相VSR既可运行于整流模式，又可运行于有源逆变模式，当运行于有源逆变模式时，三相VSR将eL所发电能向电网侧输送，有时也称这种模式为再生发电模式；当eLR 时（𝜔𝑐为电流环截止频率），可令(1/R)/(L/R)s+1 1/Ls ，即忽 略 VSR 交流侧电阻 R 时的电流内环开环传递函数为：为尽量提高电流响应的快速性，对
20、典型型系统而言，可设计适当的中频带宽𝑖𝑖 = 𝜏𝑖/(1.5𝑇𝑠)，工程上常取𝑖 = 𝜏𝑖/(1.5𝑇𝑠) = 5。按典型型系统参数设计关系，得 (4-7) 解得： (4-8) (4-9) 根据上式算出参数后，还需仿真调试进一步修改。 4.2 电压外环控制系统设计 电压外环控制的目的是为了稳定 VSR 直流侧电压𝑣𝑑𝑐。令三相电网基波电动势为 为简化控制系统设计，当开关频率
21、远高于电网电动势基波频率时，可忽略PWM谐波分量，即只考虑开关函数𝑠𝑘（k = a,b,c）的低频分量，则 式中 开关函数基波初始相位角 mPWM的调制比 对于单位功率因数正弦波电流控制，三相VSR网侧电流为 𝑖𝑎 = 𝐼𝑚cos (𝜔𝑡) 𝑖𝑏 = 𝐼𝑚 cos(𝜔𝑡 120𝑜) 𝑖𝑐 = 𝐼𝑚
22、;cos (𝜔𝑡 + 120𝑜) (4-12) 另外，三相VSR直流侧电流𝑖𝑑𝑐可由开关函数描述如下 𝑖𝑑𝑐 = 𝑠𝑎𝑖𝑎 + 𝑠𝑏𝑖𝑏 + 𝑠𝑐𝑖𝑐 (4-13) 将式（4-11）、（4-12）带入（4-13）中，化简得到 𝑖𝑑&
23、#119888; 0.75𝑚𝐼𝑚𝑐𝑜𝑠𝜃 (4-14) 综合以上分析，三相VSR电压外环控制结构如图 由前面分析已知𝑊𝑐𝑖(𝑠) 1/(1 + 3𝑇𝑠𝑠) 。上图中，0.75mcos是一时变环节，这将给电压环设计带来困难，为此可考虑以该环节的最大比例增益取值代之。显然，0.75mcos 0.75（m1）,即以比例增益 0.75 取代该时变环节。为简化控制结构，将电压采样小惯
24、性时间常数𝜏𝑣与电流内环等效小时间常数3𝑇𝑠合并，即 𝑇𝑒𝑣 = 𝜏𝑣 + 3𝑇𝑠 ,且不考虑负载电流扰动𝑖𝐿扰动，经简化的电压环控制结构以典型型系统来设计，其开环传递函数为 (4-15)由此，得电压环中频带宽𝑣为 (4-16)由典型型系统控制器参数整定得 (4-17)综合考虑电压环控制系统的抗扰性及跟随性，工程上一般取中频带宽, 𝜏𝑣取&#
25、119879;𝑠. 将其带入式（17）计算得电压环PI调节器参数为根据上式算出参数后，还需仿真调试进一步修改。 第5章 三相VSR电感电容的设计5.1 满足VSR有功（无功）功率因数指标时电感的设计 5.1.1 VSR 交流电感设计的一般关系式 稳态条件下，VSR 交流侧矢量关系如图所示，图中忽略了 VSR 交流侧电阻 R，且只讨论基波正弦电量。 由上图看出：当|E|不变且|I|一定条件下，通过控制VSR交流侧电压V的幅值、相角，即可实现VSR四象限运行，且矢量V端点轨迹为以|VL|为半径的圆。由于|VL|=L|I|，因此VSR交流侧稳态矢量关系体现了对其交流侧电感L的约束。
26、上图中中B、D点为VSR单位功率因数整流、逆变状态运行点，A、C点为VSR纯电感、纯电容特性运行点并且通过、坐标轴将VSR运行状态分为四个运行象限。当VSR直流侧电压确定后，VSR交流侧电压最大峰值也得以确定，即 式中MPWM是相电压最大利用率(与PWM控制方式相关,SPWM中M为1/2，SVPWM中M为 )。换言之，一旦PWM控制方式确定后，一定的直流电压条件下|V|MAX即为定值。 由图中的三角形O10F的变化可以看出，为使VSR获得四象限运行特性，F点应可处于圆轨迹任一点上，为此必须确保VSR能输出足够大的|V|。但由于|V|M𝑣𝑑𝑐,因此
27、必须限制VSR交流侧电感，使|VL|足够小(|VL|=L|I|)，方能使VSR四象限运行，且可以输出足够大的交流电流。 不失一般性，令矢量V端点处于园轨迹F点处，此时设VSR交流侧功率因数角为，针对图中三角形O1OF。则 = 90 ，利用余弦定理得 |𝑉|2 = |𝐸|2 + |𝑉𝐿|2 2|𝐸|𝑉𝐿|𝑐𝑜𝑠𝜃 (5-2) 将|VL|=L|I|带入化简并求解L，最终可得 式中 𝐸𝑚电网相电
28、动势峰值 𝐼𝑚VSR交流侧基波相电流峰值 𝑉𝑚VSR交流侧基波相电压峰值又因为|Vm|M𝑣𝑑𝑐，带入上式得到VSR交流侧电感取值为 （5-4） 5.1.2 满足VSR 输出电流总谐波畸变率指标时的电感设计 假设电网电压不含谐波，若只分析VSR桥臂输出电压𝑣𝑎𝑏中PWM谐波电压对VSR 网测电流谐波的影响，此时可将电网电压ES短路，则VSR网测n次谐波电流有效值𝐼𝑎(𝑛)可表示为 (5-5)
29、 式中 𝑉𝑎𝑏(𝑛)VSR桥臂输出电压中n次谐波电压有效值 𝜔𝑛n次谐波角频率 考 虑 电 流 总 谐 波 畸 变 率 (5-6) 式中 𝐼1基波电流有效值 𝐼𝑛n次谐波电流有效值 综合考虑式（5-5）、（5-6），若要满足总谐波畸变率𝑇𝐻𝐷𝑖 %的要求，则VSR交流侧电感应满足 (5-7) 可算得L0.78mH。 5.2 直流侧电容的设计 在VSR主电路参数设计中，除交流侧电感参数设计外
30、，另一重要参数设计便是VSR直流侧电容设计，VSR直流侧电容主要有以下作用： (1)缓冲VSR直流侧与直流负载间的能量交换，且稳定VSR直流侧电压。 (2)抑制直流侧谐波电压。 一般而言，从满足电压环控制的跟随性指标看，VSR直流侧电容应尽量小，以确保VSR直流侧电压的快速跟踪控制；两从满足电压环控制的抗扰性指标分析，VSR直流侧电容应尽量大，以限制负载扰动时的直流电压动态降落。以下以三相VSR为例，分别进行定量讨论。 5.2.1 满足 VSR 直流电压跟随性能指标时的电容设计 当三相VSR直流电压指令阶跃给定为额定直流电压指令值时，若电压调节器采用PI调节器，则在三相VSR实际直流电压未超过
31、指令值前，电压调节器输出一直饱和。由于电压调节器输出表示三相VSR交流侧电流幅值指令，因此若忽略电流内环的惯性，则此时三相VSR直流侧将以最大电流Idm对直流电容及负载充电，从而使三相VSR直流电压以最快速度上升。若考虑直流电压初始值为𝑉𝑑0，这一动态过程可以描述为 𝜏1 = 𝑅𝐿𝑒𝐶 (5-8)令𝑣𝑑𝑐 = 𝑉𝑑𝑒，并将其带入上式，若要求三相VSR直流电压以初始值𝑉
32、19889;0跃变到额定直流电压𝑉𝑑𝑒时的上升时间不大于，则 (5-9) 由于𝑉𝑑𝑒 𝑉𝑑0，显然 (5-10) 一般情况下工程上常取 𝑉𝑋 为三相VSR网测相电压有效值。将（5-11）带入（5-10）可得 算得C1.351mF 5.2.2 满足 VSR 直流电压抗扰性能指标时的电容设计 (5-13) 式中VSR直流电压最大动态降落相对值可算得C714F。 第6章 调制方式选择6.1 SPWM 正弦调制方式 正弦调制方式较简单，此处不做
33、详细介绍，详情请查询功率电子技术课本 6.2 SVPWM 空间矢量调制方式 6.2.1 SVPWM 原理 对于三相全控整流桥，六个桥臂上共六个 IGBT，且上下两桥臂不同时导通，故共有每相各有两种状态，整个整流桥控制共有八种状态。如下图： 记每相上桥臂导通为状态1，下桥臂导通状态为0。则有如下状态图： 则合成电压矢量被分为六个区域，如下图：通过六个基本向量可以合成任意方向的电压向量，以区域为例： 通过控制选择导通的两个基本向量及其导通时间，可以得到任意方向的电压向量。为了便于计算和判断合成电压向量位于哪个区域，引入N=A+2B+4C，则其对应关系如下： 在实际系统中，应该尽量减少开关状态变化时
34、引起的开关损耗，因此不同开关状态的顺序必须遵守下述原则：每次切换开关状态时，只切换一个功率开关器件，以使开关损耗最小。所以各区域内，每个周期实际的桥臂工作状态为： 所以在给定合成电压矢量下，每相在不同区域的通电时间如下： Ta,Tb,Tc 分别为先作用电压矢量、次作用电压矢量、零矢量(111)的作用时刻，其值为： (6-2) 6.2.2 具体实现： 在仿真部分的算法设计中，重点是如何确定目标电压合成向量所在的区域，合成电压矢量与基本矢量的关系如下图： 由几何关系可以得到如下的判断依据： 计算出所在区域后，再依据公式计算出一个周期内的各相通电时刻，之后在响应时刻输出对应的电压信号即可。 第7章
35、LCL滤波7.1 理论分析随着并网逆变的发展，大功率并网发电已成为相关应用的主要趋势。在大功率并网发电系统中，VSR的容量通常较大，为了降低开关管及其他相关损耗，同时也为了降低电磁干扰，一般只能采用较低的开关频率，此时若采用传统的L滤波器进行VSR的输出滤波，则存在以下问题：（1）为了满足并网谐波的要求，需要较大的电感值，这样不仅增加了滤波器体积，而且增加了损耗和成本；（2）较大的滤波电感设计，增加了控制系统惯性，降低了电流内环的响应速度；（3）滤波电感的增大，将导致电感压降的增加，为了确保并网控制的实现，需要适当提高VSR的直流侧电压，这给电路控制和设计带来了一定的困难。因此，在大功率并网发
36、电系统中，其大功率VSR通常采用LCL滤波器，其结构如图6-21所示。相比于L滤波器，LCL滤波器一般具有三阶的低通滤波特性，因而对于同样谐波标准和较低的开关频率，可以采用相对较小的滤波电感设计，因而可以有效减小系统的体积，并降低损耗。 分析滤波器输入电压对输出电流的传递特性，即Ig(s)Vi(s)=1LgCLs3+Lg+Ls（7-1），可知，在某一频率范围内，系统将产生谐振，从而影响了系统的稳定性能。对于三阶系统，谐振频率wres的具体计算公式为res=L+LgLLgC（7-2）。为了抑制LCL滤波器的谐振特性，提高系统的稳定性，可以通过在滤波器回路中串入电阻的方法来增加阻尼，此处采用电容支
37、路串联电阻的方法。可得LCL滤波器的传递特性为I(s)V(s)=LgCs2+CR3s+1LgCLs3+C(Lg+L)R3s2+Lg+LsIg(s)V(s)=CR3s+1LgCLs3+C(Lg+L)R3s2+Lg+LsIg(s)I(s)=CR3s+1LgCs2+CR3s+1（7-3），分析可得，随着阻尼电阻的增大，谐振峰的衰减程度相应增加，并且当阻尼电阻与电容容抗相比较小时，就能取得明显的阻尼效果。虽然随着阻尼电阻的增加，高频段的衰减速率会受到一定影响，然而当阻尼电阻与电容容抗相比较小时，并非显著影响其滤波性能，且阻尼电阻的功率损耗也相应较小。7.1.1 LCL滤波器的参数设计的限制条件1.总电感量（L+Lg）的设计限制L+LgVdc3-EpILP（7-4）式中，Ep网测电压的峰值；Ilp