《[理学]7路输出单端反激式开关电源设计毕业论文.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《[理学]7路输出单端反激式开关电源设计毕业论文.doc（33页珍藏版）》请在taowenge.com淘文阁网|工程机械CAD图纸|机械工程制图|CAD装配图下载|SolidWorks_CaTia_CAD_UG_PROE_设计图分享下载上搜索。
1、【精品文档】如有侵权，请联系网站删除，仅供学习与交流理学7路输出单端反激式开关电源设计毕业论文.精品文档.SHANDONG毕业论文多路输出单端反激式开关电源设计学 院： 电气与电子工程学院 专 业： 电气工程及其自动化 学生姓名： 戚本宇 学 号： 1021042031 指导教师： 孙凯 2012年6月摘 要开关电源是一种采用PWM等技术控制的开关电路构成的电能变换装置，它广泛应用于交直流或直直流电能变换中，通常称其为开关电源（Switched Mode Power Supply-SMPS）其功率从零点几瓦到数十千瓦不等，广泛用于生活、生产、科研、军事等各个领域。开关电源因其体积小、重量轻、效
2、率高、性能稳定等优点而逐渐取代传统的线性稳压电源，被誉为高效节能电源，现己成为稳压电源的主导产品。本课题是设计一个通用的多路输出的反激式开关电源，电源取自220V市电。本题目设计的开关电源是采用全控型电力电子器件MOSFET作为开关，利用控制开关的导通时间来调整输出电压，主控制芯片采用UC3844实现电压电流双闭环控制，采用PC817、TL431等专用芯片以及其他的电路元件相配合作为反馈电路，使设计出的开关电源具有自动稳压功能。系统工作频率为50kHz，输出7路隔离的电压。关键词：开关电源，反激式变换器，高频变压器，UC3844AbstractSwitching power supply us
3、ing the PWM, control switch circuit of the power conversion device, it is widely used in AC to DC or DC to DC can transform, usually called the switching power supply (Switched Mode Power Supply-S MPS) power from zeroranging from a few watts to tens of kilowatts,is widely used in various fields of l
4、ife, production, research, and military.The switching power supply because of its small size, light weight,high efficiency, stable performance and other advantages of gradually replacing traditional linear power supply, known as energy efficient power supply,has now become the leading product of the
5、 power supply.This project is to design a generic multi-output flyback switching power supply,power supply from the 220V mains. Switching power supply design of this topic is the use of full-controlled power electronic devices MOSFET as a switch, control switch conduction time to adjust the output v
6、oltage, the main control chip UC3844 PC817, of TL431 dedicated chipand compatible with other circuit elements as a feedback circuit,voltage and current double closed loop control,the design ofswitching power supply with automatic voltage regulation function. The systemoperating frequency 50kHZ, the
7、output voltage of 7 road isolation.Keywords: switching power supply, flyback converter, high-frequency transformer, UC3844目 录摘 要.IABSTRACT.II目 录.III第一章 引 言.11.1 课题研究的背景及意义11.2 开关电源的技术动态21.3 本课题的主要研究内容2第二章 开关电源的原理.42.1 开关电源的基本原理42.2 开关电源的组成52.3 单端反激式拓扑分析52.3.1 工作原理52.3.2 基本关系式6第三章 系统设计.93.1 技术指标93.2
8、黑箱设计93.3 开关电源电路图103.4 关键元器件的选择与设计113.4.1 控制器芯片UC3844113.4.1.1 UC3844的内部结构及管脚功能123.4.1.2 UC3844的特点143.4.2 线性光耦合器PC817143.4.3 可调精密并联稳压器TL431153.4.4 高频变压器的设计163.4.4.1 高频变压器作用163.4.4.2 高频变压器的设计173.4.5 输出级的设计193.4.6 功率MOSFET及其驱动电路设计203.4.6.1 功率MOSFET的选择203.4.6.2 功率MOSFET控制电路及其参数选择213.4.7 电压反馈电路设计223.4.7.
9、1 电路图及原理223.4.7.2 元器件参数选择223.4.8 输入启动电路的设计233.4.9 输入整流滤波电路的设计243.4.9.1 电路原理图243.4.9.2 元器件参数选择243.4.10 保护电路的设计253.5 电路工作过程总结26第四章 设计总结28参考文献29致 谢31第一章 引 言1.1 课题研究的背景及意义随着电子技术的发展，电子设备的广泛应用，这些设备对电源的要求也越来越高，传统线性电源笨重效率低，严重影响电子设备、电子产品的发展。于是，20世纪60年代开关电源诞生了。与传统线性稳压电源相比开关电源有以下优点：1效率高，损耗小：开关电源效率通常在75%以上，有的甚至
10、可以达到90%以上。由于开关管损耗小，因而不需要采用大散热器，能有效减小电源体积。损耗小使得电子设备内部温度也相对较低，避免了元件长期在高温环境下损坏，这对电子设备的可靠性和稳定性的提升有明显的作用。2稳压范围宽：输入AC或DC电压在很大范围内变化时，电压变化率很小。而且在输入电压发生较大波动时，电源依然保持较高的效率，因此，开关电源比较适合电网波动较大的地区使用。3体积小，重量轻：开关稳压电源可直接将工频电网电压直接整流成直流后，经过高频变压器获得不同的交流电压，再经整流滤波得到所需的直流电压，这样就可以免去笨重的工频变压器，从而节省线材，减小电源体积和重量。4安全可靠：开关电源一般都具有多
11、种保护电路，保证电源的安全可靠工作。随着电力电子技术的发展和进步，开关电源技术在不断地创新，目前，涌现出许多开关电源的新技术和新产品。开关电源技术是一种普适性、渗透性的绿色化技术，使产品性能可靠、成熟、经济、实用，它在国民经济以及国防，高科技发展中都有广泛的应用前景。1.2 开关电源的技术动态高频方面。许多国家都步入MHz级别，涌现出众多新型高频磁性材料，其寄生参数和磁损耗减小，散热性增强，如56m超薄钴基非晶态磁带，纳米结晶软磁薄膜也在研究。铁氧体或其他薄膜材料可集成在硅片上等。高效方面。致力于减小功率器件的通态电阻、降低漏电流等。如高性能碳化硅（SiC）功率半导体器件，其优点是：禁带宽，工
12、作温度高（可达600C），通态电阻小，导热性能好，漏电流极小，PN结耐压高等等。电磁兼容方面。主要研究典型电路与系统的电磁干扰建模；PCB板和电源EMC优化设计软件；强磁场对人体的危害；大功率开关电源EMC测量方法的研究等。新型电容器。研发适合于功率电源的新型电容器和超大电容。要求电容量大、等效电阻ESR小、体积小等。功率因数校正。许多国家也在研究性价比较高的功率因数校正技术。低压大电流。微处理器性能的不断提高，低压大电流开关电源也随之发展起来。例如电压低达1.11.8V，而电流高达50100A的开关电源。另外，还有采用波形交错技术，探寻省略滤波电容的可行性等。开关电源还朝着模块化方向发展。1
13、.3 本课题的主要研究内容随着电子技术的高速发展，各种各样的电子设备应运而生，然而这么多电子设备，精密仪器的背后都需要有个稳定输出的电源做支持。从原有的线性稳压电源到现在的开关稳压电源，不论从体积、功耗、性能上，都有质的飞跃，并且开关电源更容易实现多路不对称输出。这使得各种电子设备不同功能的需要都可以得到满足。本课题主要研究的是输出7路隔离电压的反激式开关电源，研究内容如下：本设计的开关电源是采用全控型电力电子器件MOSFET作为开关，利用控制开关器件的占空比来调整并稳定输出电压，主电路采用多路输出单端反激式变换器结构，采用UC3844控制芯片实现电压电流双闭环控制，采用PC817、TL431
14、等专用芯片以及其他的电路元件相配合，作为反馈环节，使设计出的开关电源具有电压自我调节功能。开关工作频率为50kHz，输出7路隔离的电压。设计流程：1熟悉UC3844、PC817、TL431的结构原理及作用。2多绕组高频变压器的设计。3输出级设计。4MOSFET开关管的选择及其驱动电路设计。5由PC817、TL431组成的反馈环路的设计。6输入整流滤波电路和输入启动电路的设计。第二章 开关电源的原理2.1 开关电源的基本原理在线性电源中，功率晶体管工作在线性模式，线性电源的稳压是以牺牲调整管上的耐压来维持的，因此调整管的功耗成为了线性稳压电源的主要损耗。与线性稳压电源不同的是，开关电源的功率开关
15、管工作在开关（导通与截至）状态。在这两种状态中，加在功率开关管上的伏安乘积总是很小（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小）。功率器件上的伏安乘积就是功率开关管上所产生的损耗。不同于线性稳压电源，开关电源更为有效的电压控制方式是PWM（Pulse Width Modulation）控制方式，就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，然后通过滤波电路来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）。而开关电源多为对等幅脉冲进行控制，脉冲的占空比是开关电源的控制器来调节的。当输入电压被斩成交流方波，其输出幅值就可以通过高频变压器来升高或降低。通过改变高频变压器的二次绕组个
16、数就可以改变电压的输出路数。最后这些交流脉冲波形经过整流滤波后就得到所需的直流输出电压。开关电源的基本工作工程：1、交流输入经整流滤波变成直流；2、控制器输出高频PWM信号控制开关管，将直流电压斩波成高频脉冲电压加到高频变压器初级绕组上；3、高频变压器次级绕组感应出高频电压，经整流滤波供给负载；4、反馈环节从一部分输出电压采样得到误差电压，经误差放大后输入到控制器，控制占空比，以达到稳定输出电压的目的。32.2 开关电源的组成图2-1所示为开关电源的结构框图：图2-1 开关电源的结构框图AC/DC转换电路是整流滤波电路。DC/DC转换器是开关电源中最重要的组成部分，有以下几种基本类型：buck
17、型、boost型、buck-boost型、正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。因设计需求，本设计在主电路拓扑上采用单端反激式。下面就对这一结构主电路进行讨论分析。32.3 单端反激式拓扑分析2.3.1 工作原理图2-2为单端反激式变换器拓扑结构：图2-2 单端反激式变换器拓扑结构图中变压器的初级绕组与次级绕组同名端相反，为输入直流电压，开关S为功率开关管，C为输出滤波电容，R为负载，为初级绕组电流，为次级绕组电流；和为输出电压和电流，参考方向如图中所示。单端反激式变换器又称电感储能式变换器，其变压器兼有储能、变压、隔离三重作用。所谓单端，指变压器磁芯仅工作在其磁滞回线的一侧。当功率开
18、关管S导通时，直流输入电压加在初级绕组上，在变压器初级电感线圈中储存能量，由于次级绕组感应电压为上负下正，使二极管D反偏截止，次级绕组中无电流，此时电能转化为磁能存储在初级电感中。当S截止时，初级感应电压极性反向，使次级绕组感应电压极性反转，二极管D导通，储存在变压器中的能量传递给输出电容C，同时给负载供电，磁能转化为电能释放出来。当开关管重新导通时，负载电流由电容C来提供，同时变压器初级绕组重新储能，如此反复。从以上电路分析可以看出，S导通时，次级绕组无电流；S截止时，次级绕组有电流，这就是“反激”的含义。根据次级绕组放电时间的不同，单端反激式变换器分为3种工作模式：不连续工作模式（DCM）
19、、连续工作模式（CCM）和临界工作模式。2.3.2 基本关系式1共同关系式开关管S导通期间，流过初级绕组Np的电流线性增长，其增量为 （2-1）式中T为开关周期，D为占空比。开关管S截止期间，流过次级绕组Ns的电流线性减小，设电流减小的时间是，则流过Ns的电流增量为 （2-2）开关管S截止期间，Np上感应电压与电源电压一起加在开关管S的DS级上，DS级承受的电压为 （2-3）2连续工作模式如果电流连续，输出电压的表达式为 （2-4）3断续工作模式S导通期间，变压器初级绕组储存的能量，所以电源输入功率为 （2-5）如果电流断续，S导通时起始电流为0，则，假设电路没有损耗，输入功率应与输出功率相等
20、，设输出负载电阻为，则有 （2-6）从而可以得到断续模式输出电压的表达式为 （2-7）由式（2-7）可知，在断续模式下，输出电压与输入电压和导通时间成正比，与负载电阻的平方根成正比。因此，断续模式下负载不能开路。4第三章 系统设计3.1 技术指标本课题是针对现代电子设备对供电电源的需求，以220V市电为能源供应，经整流滤波、高频变压器、再经过输出整流滤波，得到电子设备所需的5V、12V、+24V等电压。本课题设计的电源主电路拓扑采用单端反激式变换器结构，采用UC3844作为PWM主控IC，以实现电压和电流的双闭环控制，从而提高负载调整率，电压调整率，以达到电子设备对电源电压稳定性的要求，本电源
21、开关频率设定在50kHz，同时输出7路相互隔离的电压。技术指标如下：1输入：AC185250V，50/60Hz2输出：5V/0.5A（4路），12V/1A，+24V/1A3开关频率：50kHz4效率：大于80%5输出文波：最大100mV（峰峰值）6输出精度：5V，12V：最大5%24V：最大10%7最大占空比：45%3.2 黑箱设计1总输出功率：=58W2估算输入功率：=72.5W3直流输入电压：=V=V4平均输入电流：a最大平均输入电流：=0.28Ab最小平均输入电流：=0.21A5估算峰值电流：=5.5=1.22A6散热：根据MOSFET反激式变换器经验方法：损耗的35%是由MOSFET产
22、生的，损耗的60%是由整流部分产生的，5%是由其他部分产生的。 效率80%时的损耗为14.5W。aMOSFET：=6.7Wb整流部分：=0.375W =1.8W =3.6W3.3 开关电源电路图设计的完整开关电源电路图如下：图3-1 本设计开关电源电路图3.4 关键元器件的选择与设计3.4.1 控制器芯片UC3844UC3844 PWM控制IC是高性能频率固定的电流型PWM控制器，它为实际设计提供了一种电路简单、外围元件少、带负载能力强而又经济的解决方案。这种控制IC的特点是：有一个可微调的振荡器，用来精确地控制占空比；有一个经过高温补偿的基准电压；一个高增益误差放大器和一个电流感应比较器；一
23、个适用于功率MOSFET的图腾柱大电流推挽输出以及过压过流保护功能。3.4.1.1 UC3844的内部结构及管脚功能图3-2 UC3844的引脚图图3-3 UC3844的内部结构该芯片虽然只有8个管脚，但是却有两个闭环控制回路，一个为内部误差放大器所构成的电压闭环控制回路，它将输出电压反馈到第2管脚，同2.5V基准电压比较，形成误差电压。另一个为内部电流感应比较器所构成的电流闭环控制回路，变压器初级绕组中的电流在反馈电阻Rs上产生的压降，通过第3脚，与误差电压进行比较，调节PWM波的占空比。这两个控制回路都是在固定频率下工作的。1脚为补偿端，该管脚为误差放大器的输出，外接RC网络对误差放大器的
24、频率响应进行补偿。2脚为电压反馈端，取样电压加在误差放大器的反相输入端，与2.5V的基准电压进行比较，产生误差电压。3脚为电流检测输入脚，外接电流检测电阻，将流过初级绕组上的电流实时反馈到控制器，当3脚电压等于或高于1V时，电流检测比较器输出高电平，复位PWM 锁存器，从而关闭输出脉冲，起到过流保护作用。4脚外接定时RC网络，用以确定振荡器的工作频率，其频率通过式确定。5脚是地，是控制电路和电源的公共地。6脚为输出端，采用图腾柱式输出，最大峰值电流为1A，能直接驱动功率MOSFET的栅极。7脚为集成电路的正电源，其开启电压为16V，关闭阀值为10V。一旦芯片开始工作，该芯片就能在10-16V之
25、间波动的电源供电条件下正常工作，6V的差值电压可有效地防止电路在给定工作电压附近振荡。当开关电源通电瞬间，高压直流电通过一个大阻值的电阻降压供给UC3844，当7脚的电压大于16V时，芯片立即启动，此时启动电流小于1mA，此时无输出，6脚输出正脉冲，使变压器也启动工作，变压器一路输出绕组专门给UC3844供电，以保持芯片继续正常工作，此时的工作电流约为15mA。在第7脚设有一个 34V的齐纳管稳压管，用于保证其内部电路绝对工作在34V以下，防止高压可能带来的损坏。8脚为基准电压输出，产生精确的+5V基准电压，并具有一定的带载能力，带载能力可达50mA。通常我们通过测量该脚是否有稳定的+5V输出
26、来判断该IC是否正常工作。UC3844的最大的优点就是外围元件少，外电路装配简单，且成本低，适用于20100W小功率开关电源的驱动电路设计。3.4.1.2 UC3844的特点UC3844具有如下特点：(1)电压调整率(抗电压波动能力)非常好(2)有很好的负载调整率(3)频响特性好，稳定幅度大(4)过流限制特性好(5)具有过压保护和欠压锁定功能。(6)UC3844控制的开关电源工作占空比D50%53.4.2 线性光耦合器PC817光电耦合器是以光为媒介来传播电信号的器件。通常是把发光器（发光二极管LED）和受光器（光敏晶体管）封装在同一管壳内如图3-4。当输入端加电信号时，发光器（发光二极管）发
27、出强弱光线，照射在受光器（光敏晶体管）上，受光器接受强弱不同的光线后导通程度也不同，产生不同强度的电流从输出端输出，实现了“电-光-电”的转换。普通光电耦只能传输开关信号，不能传输模拟信号。线性光电耦是一种与普通光耦不同的新型光电转换器件，它可以传输模拟电压或电流信号，输入信号的强弱不同，发光器产生相应强弱的光信号，从而使受光器的导通程度也随光信号强弱的不同而输出的电压或电流强度也随之不同并具有线性的对应关系。 PC817属于线性光电耦合器，可以传输模拟信号。7PC817内部结构如图3-4所示：图3-4 PC817内部框图图3-5为PC817集电极发射极电压V 与发光二极管正向电流的关系：图3
28、-5 PC817集电极发射极电压V 与发光二极管正向电流关系3.4.3 可调精密并联稳压器TL431本课题所设计的基准电压和反馈电路采用三端稳压器TL431构成。在反馈电路中用TL431与输出采样电压进行比较，再通过光电耦合器PC817把电压反馈到UC3844的电压反馈端。TL431是2.536V可调式精密并联稳压器。其价格低廉，可广泛应用于精密线性稳压电源和单片精密开关电源中。它可以输出2.536V连续可调电压，工作电流范围宽达0.1100mA，动态电阻典型值为0.22欧，输出杂波低。TL431的电路图形符号和基本接线如图3-6所示。图3-6 TL431的电气符号图和等效电路图图中，A为阳极
29、，需接地使用；K为阴极，需经限流电阻接正电源；是输出电压的设定端，根据 ，外接电阻分压器选择不同的和的值可以得到从2.536V范围内连续输出电压。需要注意的是，在选择电阻时必须保证阴极电流要大于1mA，以保证TL431正常工作。63.4.4 高频变压器的设计3.4.4.1 高频变压器作用高频变压器是开关电源的重要组成部件，它不仅是能量转换和传输的主要器件，而且能够实现输入与输出的电器隔离。其性能的好坏不仅影响变压器本身的效率和发热量，而且还会对开关电源的整体性能和可靠性产生极大的影响。因此，全面分析设计变压器的材料、损耗、磁通密度、制造工艺就显得尤为重要。当控制IC输出一个导通脉冲到MOSFE
30、T的栅极时，MOSFET饱和导通，变压器初级绕组中电流逐渐增加，而此时初级绕组产生的感应电压使输出回路的整流二极管截止，次级绕组中无电流，能量以磁能的形式存储在初级绕组中。当截止脉冲到来时，根据楞次定律，次级产生与之前方向相反的感应电压，使整流二极管立即导通，次级线圈产生的感应电压向输出滤波电容充电，即把能量从初级绕组传递到次级的输出电容中，并给负载供电。变压器周而复始的经历上述能量的存储转换过程，从而实现了能量的传输。3.4.4.2 高频变压器的设计1、选择变压器的磁芯及材料用于开关电源的高频变压器磁芯都是铁磁合金，实际应用的磁芯材料有铁氧体、超微晶合金等。选择磁芯时最重要的考虑因素是在工作
31、频率点处的损耗和磁密，因此正确的选择高频变压器磁芯，对变压器性能发挥至关重要。考虑到价格的因素，本设计选用国产 NCDLPZ材料的铁氧体磁芯。确定磁芯规格可以根据制造厂提供的图表，按输出功率来选择磁芯，例如下表：输出功率/WMPP环形磁芯直径/（in/mm)E-E、E-L等磁芯(每边)/(in/mm)50.65(16)0.5(11)250.80(20)1.1(30)501.1(30)1.4(35)1001.5(38)1.8(47)2502.0(51)2.4(60)表3-1 输出功率与大致的磁芯尺寸的关系58W可选用每边约35mm的EE35/35/10材料为PC30磁芯，磁芯有效截面积=100，
32、=188， 磁芯重量W=40.6g。910111.计算初级临界电感 （3-1）2.计算磁芯气隙（3-2）其中，为磁芯有效截面积，单位为最大工作磁通密度，单位G为最小初级电感，单位H3.计算一次绕组最大匝数查表可知，EE35/35/10磁芯的=120nH/N2 （3-3）为方便次级绕组设计，本设计取=111砸4.计算二次主绕组匝数VD采用肖特基二极管，典型值为0.6VDC5V绕组：=2.9取3匝 （3-4）5.计算其他次级绕组匝数DC12V绕组：6.75取7匝DC+24V绕组：13.2取13匝6.检测输出电压误差DC5V：=3.4%DC12V：=3.7%DC+24V：=-1.5%电压误差均符合设
33、计要求7.计算和选取绕组导线规格 （3-5）式中： 为相应绕组直径，单位为；为相应绕组额定电流，单位为A；为电流密度，单位为A/，AWG标准J=1.98A/；初级绕组最大电流有效值为： A （3-6）初级绕组线径：=0.55mmDC5V绕组：=0.568mmDC12V绕组：=0.803mmDC+24V绕组：= 0.803mm初级绕组：#23 AWG，单股DC5V绕组：#23AWG，2股DC12V和DC+24V绕组：#22AWG，2股3.4.5 输出级的设计由于本课题设计的是离线式开关电源，并且考虑成本原因，采用无源输出级。无源输出级就是基于传统的无源半导体器件设计的。它在电源效率为72%84%
34、之间是可以接受的。输出整流电路原理图如图所示 图3-7 输出整流电路输出整流管宜采用正向压降小的肖特基二极管，这样可以减少损耗，其反向恢复时间短，不仅可以降低损耗，并且可以减小噪声干扰。对电源效率的提高也是很有帮助的。对于反激式拓扑结构：DC5V：=15V ，采用2GWJ42DC12V：=35V，采用2GWJ42DC+24V：=66V，采用HRP34第一级滤波电容的选择由下式确定： （3-7）其中： 是输出端的额定电流，单位为A；是在高输入电压和轻载下所估计的最小占空比（估计值为0.3是比较合适的）；是最大的输出电压纹波峰峰值，单位为mV。DC5V： 这里取100DC12V+24V ： 这里取
35、220第二级经LC滤波使不满足文波要求的电压再次滤波。通常滤波电感可以选择0.3H，输出滤波电容器不仅要考虑输出纹波电压是否可以满足要求，还要考虑抑制负载电流的变化，在这里可以选择100F。163.4.6 功率MOSFET及其驱动电路设计功率MOSFET的主要作用是将直流输入电压斩波成PWM电压。为了完成此功能，功率MOSFET需要工作在导通与截止状态，这样可降低功率器件损耗。3.4.6.1 功率MOSFET的选择忽略变压器漏感尖峰电压，功率MOSFET的最小电压应力为：（3-8）考虑到变压器漏感产生的尖峰电压，并留有裕量，取VDSS为800V或者1000V的管子，本设计中Ipk=1.22A选
36、用800V/1.8A IRFBE20。3.4.6.2 功率MOSFET控制电路及其参数选择图3-8 控制电路及MOSFET电路图UC3844的8脚的+5V基准电压经过给充电，再经过芯片内部电路放电，于是在第4脚就得到锯齿波电压，其频率为开关频率，取=则。、构成补偿网络，用于改善误差放大器的频率特性。为MOSFET的栅极驱动电阻，一般取1020，这里选用15。143.4.7 电压反馈电路设计3.4.7.1 电路图及原理考虑到控制器的安全性，一般都采用光耦隔离反馈电压。为了减小光耦合器的漂移，二次侧需要一个误差放大器，本设计采用TL431构成误差放大器。对于多路输出的电源来讲，输出端的交叉调整性能
37、是个不可忽视的问题。若只对一路输出进行反馈，则当未检测输出端负载变化时，被检测的输出端电压波动很小，但未检测的输出端电压的变化并不能完全通过变压器耦合到反馈端，因此不能对其有效调节，导致其他输出端电压波动较大。多路输出检测通常是把上臂检测电阻用多个并联电阻代替，分别接到不同的输出端。每个输出端被检测的电流百分比，即表示了该输出端被调节的程度。图3-9 电压反馈电路3.4.7.2 元器件参数选择由于本设计对5V电压要求较高，所以5V输出端被检测电流占60%，12V和24V各占20%。取R10为1%精度的电阻，其值为2.49，则实际检测电流为Is=2.5V/2.49=1.004mA。则取4.12
38、（3-9）取47.5 （3-10）取107 （3-11）取=470，TL431的=20mA，PC817的=3mA，则上的压降为 （3-12）由PC817芯片资料可知，其发光二极管的正向导通压降典型值为1.2V，则上的压降，又知流过的电流，因此的值为 （3-13）3.4.8 输入启动电路的设计电路图如下：图3-10 启动电路图电源通过启动电阻给电容充电，当电压达到UC3844的启动电压门限值（+16V）时，UC3844开始工作并提供驱动脉冲，由6 端输出驱动开关管工作。随着UC3844的启动，的工作也就基本结束，7脚电压可以小于16V，余下的任务交给输出绕组Ns12V，由输出绕组Ns12V来为U
39、C3844 供电，由于UC3844稳定工作后。由于输入电压超过了UC3844 的工作电压，为了避免意外，用稳压管限定UC3844 的输入电压，取的稳定电压为18V，可以选择IN4746稳压二极管。阻值的计算：稳压管IN4746的稳定电流为UC3844的启动电流小于1mA，按1mA计算，则 （3-14）3.4.9 输入整流滤波电路的设计3.4.9.1 电路原理图对于市电供电的开关稳压电源，输入整流滤波电路的设计是必须的，但是相对于其他电路部分，输入整流电路的设计相对简单，但其设计的好坏对于电源的可靠性和对电网的影响也有较大的影响。输入整流滤波电路通常由：EMI滤波器、浪涌电压电流抑制器、整流器和
40、滤波电容组成。许多交流输入的场合有些电源还带有PFC功率因数校正电路，以减小电源对电网供电质量的影响。图3-11 输入整流滤波电路3.4.9.2 元器件参数选择C1、C2为抑制串模干扰，其容值不需要很大，一般取0.010.47薄膜电容，这里取0.1/400V的薄膜电容。共模扼流圈L，对共模信号呈现很大的阻抗，他通常由线圈绕在高磁导率、低损耗的铁氧体磁环上制作完成的。其电感通常取几毫亨至十几微亨，视额定电流而定。额定电流I/A136101215电感量范围/mH812240.40.80.20.30.10.150.070.08L典型值/mH82.50.780.2250.110.073这里选择L值为8
41、mH。C3、C4跨接在输出端接地，能有效抑制共模干扰。一般采用陶瓷电容，电容量在22004200pF之间。这里取3300pF。为了降低500kHz以下的传导噪声，一般VD1、VD3采用快恢复二极管，这里取FR156，VD2、VD4取1N4007.输入滤波电容C5的选取可以根据经验公式：在AC85265V输入时，一般（23）/W。这里取220/400V铝电解电容。3.4.10 保护电路的设计系统的保护电路包括过电流保护、过电压保护、欠压锁定、尖峰冲击电压保护等。以下将就几种保护电路做个详细的介绍。1输入保护a一般在输入端加熔丝管，这里用2A的熔丝管较为合理。b负温度系数热敏电阻NTCR。其特性为
42、其阻值随温度升高而降低。它能有效减小电源接通瞬间，电流对电路的冲击。这里选择8-101NTCR，标称阻值为10，额定电流为1A。c压敏电阻VSR。其特点是，工作电压宽，耐冲击电流能力强，漏电流小，电阻温度系数低，价格低廉，体积小。压敏电阻对冲击电压有较好的钳位作用。这里选取MY31-270/3，标称值220V。2、过流保护过流保护电路主要通过检测上流过的电流并通过和滤波后，反馈回UC3844，与其内部的1V基准电压比较，使导通宽度变窄，输出电压下降，直至使UC3844停止工作，没有触发脉冲输出，使场效应管截止，达到保护MOSFET和电路的目的。短路现象消失后，电源自动恢复正常工作。因为Ipk=
43、1.22A，因此。3、MOSFET尖峰电压冲击保护由于场效应管在由饱和导通进入截止的瞬间，急剧变化的漏极电流会在高频变压器初级绕组上感应出反向电动势，加上变压器漏感产生的浪涌尖脉冲直接加在MOSFET漏极，其峰值可达到直流输入电压的数倍，它们与直流输入电压叠加，MOSFET很容易因此击穿。通常的做法是在MOSFET漏源级之间加二极管RC网络钳位或吸收尖峰电压。本设计中，和，共同组成了尖峰电压钳位电路。以，为例，其作用是通过给充电，把尖峰电压钳位在安全值以下，然后通过将吸收的浪涌尖峰电压以热量形式释放掉，从而保护了功率MOSFET。17183.5 电路工作过程总结1、电路的启动过程交流市电经过整
44、流电路得到的直流电压分成两路：一路经高频变压器初级绕组Np直接加到MOSFET的漏极；另一路经启动电阻向C8充电，为UC3844提供启动电压，加到控制芯片UC3844的第7脚，当的充电值达到16V时，控制芯片启动工作，此过程称为电源的“软启动”。为防止冲击电压对UC3844造成损坏，在其第7脚和地之间加入一个18V稳压管。其中，8脚产生的5V基准电压通过对进行充电，在第4脚上形成锯齿波电压信号，其频率就是电源的工作频率。锯齿波信号进入UC3844内部振荡器，产生频率固定的振荡信号，经脉宽调制和推挽式输出级放大后，在第6脚输出栅极驱动信号，使MOSFET导通，开关电源+12V的输出绕组，由+12
45、V输出电压给UC3844提供工作电压。212、开关电源储能过程当MOSFET导通以后，直流电压经高频变压器的初级绕组、MOSFET的漏极源极、电流检测电阻、地电流回路，在初级绕组上产生上正下负的感应电动势，根据同名端的定义，变压器次级绕组产生的感应电动势均为负，输出整流二极管均反偏截止，高频变压器将电能以磁能的形式储存在初级绕组之中，这样便完成了储能过程。3、开关电源释能过程当UC3844锁存器翻转，6管脚输出脉冲停止，MOSFET由导通变为截止。这时，变压器初级绕组产生的感应电压变为下正上负，次级绕组产生的感应电压为正向电压，输出整流二极管导通，初级绕组将存储的能量释放，传递到次级绕组中，经整流滤波电路，得到需要的输出电压。在UC3844的控制下，周而复始的重复上述过程，实现能量的转换传输