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1、精选优质文档-倾情为你奉上 湖 北 民 族 学 院毕业论文（设计）基于闭环控制的三相SVPWM逆变器设计学生姓名： 温 伟 林 学 号： 系 别：信息工程学院 专 业： 电气工程及其自动化指导教师： 曾 仑 明 评阅教师： 论文答辩日期 2010.5.29 答辩委员会主席 杨 庆 专心-专注-专业独创性声明本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。 学位论文作者签名
2、：日期 ： 年 月 日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权湖北民族学院可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。保密 ，在_年解密后适用本授权书。本论文属于不保密。（请在以上方框内的“”）学位论文作者签名： 指导教师签名：日期： 年 月 日 日期： 年 月 日摘 要本文主要介绍了全数字化基于闭环控制的三相SVPWM逆变器系统的总体设计方案，包括逆变器主电路的设计和逆变器数字控制系统的软硬件设
3、计两大部分。逆变器主电路的设计包括能抑制输入浪涌电流的整流电路设计、具有无损吸收电路且适用于高开关频率的三相逆变器开关电路设计、变压器设计、LC输出滤波器设计四个部分。逆变器控制系统在控制策略上采用的是电压型PWM逆变控制，并用TMS320LF2407A芯片及相应的驱动电路和高速数据采集电路等实现全数字化闭环控制。在进行数字控制系统软件设计时，特别对应用于本系统中的SVPWM控制算法、数字PI算法两种重要的数字信号处理算法作了较为详细的推导和分析，并在算法的基础上给出了控制系统主程序流程图。文中最后部分对适用于高电压大功率的三电平逆变器作了初步的探讨，并给出了三电平逆变器的Matlab模型和仿
4、真结果。关键词：逆变器，LC输出滤波器，SVPWM，数字PI算法，数字滤波AbstractThis article mainly introduced based on the DSP entire digitized SVPWM three-phase invertor closed-loop systems overall project design,designs two major parts including the invertor main circuits design and the invertor numerical control systems software
5、and hardware. The invertor main circuits design including can the inhibitory input surge current leveling circuit design， have the lossless absorbing circuit， and is suitable for the high turn-on frequency three-phase invertor switching circuit design, the transformer design,the LC output filter des
6、igns four parts. What the invertor control system uses in the control policy is the voltage PWM inversion control, and chip and the corresponding driving circuit and the high speed data gathering electric circuit and so on realizes this kind of entire digitization closed-loop control with TI Corpora
7、tions TMS320LF2407A. When carries on the numerical control system software design, corresponded specially uses in this systems SVPWM control algorithm， the digital PI algorithm two kind of important digital signal processing algorithm making a more detailed inferential reasoning and the analysis, an
8、d has given the control system master routine flow chart and the experimental result in the algorithm foundation. In the article to was suitable partially finally has made the preliminary discussion in the high voltage high efficiency three level invertor, and has given three level invertors Matlab
9、model and the simulation result.Keywords：Inverter， LC output filter， SVPWM， digital PI algorithm， digital filter 目 录1 绪论在当今工业自动化社会中，电能起着十分重要的作用，人均消耗的电能量已成为衡量一个国家实力的重要指标。为了高质量，有效地使用电能，生产的总电能中，越来越多的电能必须经过电力电子技术1实行能量变换后，再用于民用、工业、军事诸领域的需要。因为，它在节能减排、节省原材料、改善工作条件、提高产量和降低成本等方面都有着十分显著的成效，所以，电力电子技术无论对改造传统工业（
10、如电力、机械、轻纺等），还是对发展高技术产业（如航天、通信、机器人等）及能源的高效利用均至关重要，从而迅速地发展成为了一个独立的技术、学科领域和当今任何高科术系统中不可缺少的关键技术之一。它的应用领域几乎遍布国民经济的每一个角落，它已经显示出，对一个国家工业和经济的发展起着重要的作用。毫无疑问，在这个新世纪里，电力电子技术将成为重要关键技术之一。近几年来，世界上经济高度发达的国家，尽管其经济总体的增长速度较慢，但这些国家中的电力电子技术的发展2仍一直保持着每年增长百分之十几的高速度。逆变，是对电能进行控制和变换的一种基本形式。现代逆变技术是包括了现代电力电子开关器件的应用、频率和相位调制技术、
11、现代功率变换技术、数字信号处理技术、PWM技术、数字和模拟电子技术、开关电源技术和控制技术等的一门综合性技术。逆变技术已被广泛地用于工业、民用或军事领域的各种能量变换系统之中。1.1 电力电子开关器件的发展从电力电子发展的历史上看，电力电子开关器件对其起着的里程碑式的作用。每一代新的电力电子开关器件出现，都会带来一场电力电子技术的革命。因为电力电子开关器件堪称现代电力电子装置的心脏；尽管它的价值一般不会超过整台装置价值的2035，但是，它在装置中对总价值以及重量和技术性能却起着关键的作用。因此，研究新型电力电子器件及其相关新型半导体材料，一直是该领域最为活跃的主要课题之一。一个理想的功率器件，
12、应当具有以下理想的静态和动态特性：在阻断状态能承受高电压；在导通状态具有低导通压降和高电流密度；在开关状态，转换时具有短的开通和关断时间，能承受高的di/dt和du/dt，并且具有全控功能。自50年代硅晶闸管问世以后，为达到上述理想目标，功率半导体器件的研究工作者做出了不懈的努力，并已取得了非常显著的成就。60年代后期，可关断晶闸管GTO实现了门极可关断功能，并使斩波工作频率达到了lkHz以上。70年代中期，随着高功率晶体管和功率MOSFET的问世，功率器件实现了场控功能，促使高频化成为了可能。80年代，绝缘门极双极型晶体管IGBT问世，它集合了功率MOSFET和双极型功率晶体管两者的功能。I
13、GBT的迅速发展，又激励了人们对MOSFET门控晶闸管的研究，它是综合功率MOSFET和晶闸管两者功能的功率器件。自从硅晶闸管SCR的问世以来，其功率容量已提高了近3000倍。现在已有很多国家已能够稳定生产8000V/4000A的晶闸管。其中日本公司已经能够稳定生产8000V/4000A和6000V/6000A的光触发晶闸管LTT。近十几年来，自关断器件的飞速发展使晶闸管的应用领域有所缩小，但是它在高电压、大电流的特性及在高压直流HVDC、大功率直流电源、静止无功补偿SVC及超大功率和高压变频调速应用方面仍然占有十分重要的地位。预计在今后若干年内，晶闸管仍将在高电压、大电流应用场合得到继续发展
14、。1982年，日立公司首先研制成功2500V、1000A的GTO。许多生产商可提供额定开关功率达36MVA（6000V，6000A）高压大电流GTO。为了折衷它的导通和关断特性，传统GTO的典型关断增量仅为3-5。GTO关断期间的不均匀性引起的“挤流效应”使GTO关断期间du/dt必须限制在500-1000V/s。为此，人们不得不使用体积大、笨重、昂贵的吸收电路。它的其他缺点是门极驱动电路较复杂和要求较大的驱动功率。但是，高的导通电流密度、高的阻断电压、阻断状态下高的du/dt耐量和有可能在内部集成一个反并联二极管这些突出的优点，仍使人们对GTO感兴趣。到目前为止，传统的GTO是在高压（VBR
15、3300V）、大功率（0.5-20MVA）牵引、工业和电力逆变器中应用最为普遍的门控功率半导体器件。目前，GTO的最高研究水平为6000V/6000A以及9000V/10000A。这种GTO采用了大直径均匀结技术和全压接式结构，通过少子寿命控制技术折衷了GTO导通电压与关断损耗两者之间的矛盾。由于GTO具有门极全控功能，它正在许多应用领域逐步取代SCR。为了满足电力系统对lGVA以上的三相逆变功率电压源的需要，近期很有可能开发出10000A、12000V的GTO，并有可能解决30多个高压GTO串联的技术，可望使电力电子技术在电力系统中的应用再上一个台阶。IGCT可以较低的成本，紧凑、可靠、高效
16、率地用于0.3-10MVA变流器，而不需要串联或并联。如用串联，逆变器功率可扩展到100MVA而用于电力设备。虽然高功率IGBT模块具有一些优良的特性，如能实现di/dt和dv/dt的有源控制、有源箝位，易于实现短路电流保护和有源保护等，但是，高的导通损耗、低的硅有效面积利用率、损坏后造成开路以及无长期可靠运行数据等缺点，使高功率IGBT模块在高功率低频变流器中的实际应用受到限制。因此可以认为，在大功率MCT问世以前，IGCT将成为高功率高电压低频变流器，特别是在电力工业应用领域中的优选大功率器件。MOS控制晶闸管MCT充分利用晶闸管良好的通态特性及MOS管的开通和关断特性，可望具有优良的自关
17、断动态特性和非常低的通态电压降，并易于得到高的耐压，成为将来在电力装置和电力系统中最有发展前途的大功率器件。目前世界上虽有十几家公司在积极开展对MCT的研究，但是仍然处于研制阶段，其中只有美国HARRIS公司可生产100A、1000V的MCT，离实际应用尚有相当大的距离。大功率MCT的真正问世可能还需要相当长的时间。1.2 功率变换技术的发展功率变换技术是现代逆变系统中最重要的技术。功率变换技术不单纯是逆变电路的设计，更不是控制系统的电路设计技术，它是逆变控制系统的主电路和控制电路成套设计的基础，决定着逆变器的性能。功率变换技术研究的目标主要是：节约能源，提高效率，同时减小变换器的大小和减轻变
18、换器的重量，降低谐波失真和成本；而在电机传动3-4应用中，有时还要求高的精度，快速响应，宽的输出电压、电流或频率的调节范围等。功率变换技术的发展大致可分为三个阶段：第一阶段，是应用二极管和晶闸管的不控或半控强迫换流技术；第二阶段，主要是应用自关断器件，例如GTO、BJT、功率MOSFET、IGBT等和普遍采用PWM控制技术；第三阶段，是以采用软开关、无损缓冲电路、功率因数校正、消除谐波和考虑电磁兼容为特征。在逆变器发展的初期，由于电力电子开关器件是不能自关断的晶闸管，这样就需要在晶闸管导通阶段过后有一个反向电压来强迫关断晶闸管。这个反向电压的产生就需要利用负载谐振技术，也称RLC谐振技术。它是
19、利用负载电阻和谐振电感电容组成的RLC电路，在谐振过程中进行功率变换。这种技术有些不利的因素。主要表现在第一，谐振使开关管的导通电流和关断电压增加，远高于电路中的固有值，这样就增加了开关管的电流电压定额，从而增加了成本。第二，负载谐振技术必须采用变频方式PFM工作，输出功率几乎与工作频率成正比。在负载变化较大时给输出滤波带来了一定的困难。为了解决负载谐振技术的不足给逆变器带来的问题，随着GTO、BJT，功率MOSFET、IGBT等自关断器件的相继出现，硬开关定频PWM变换技术5很快得到了发展。硬开关定频变换技术采用固定工作频率，调节开关管导通工作的占空比，即采用脉冲宽度调制PWM方式来调节或稳
20、定输出。这种变换技术的开关管承受电路中固有的电压，电流也只是输出电流按变比折算过来的值，对开关器件的要求低。但这种技术也有其不足之处，主要表现在：第一，开关损耗大、高频工作的效率低，开关频率越高，开关损耗越大，所以不宜高频化。第二，由于硬开关PWM变换的开关管在关断过程中的电流电压变化很快，dv/dt和di/dt大，所以产生的电磁干扰EMI比较严重，给电磁兼容性EMC设计带来一定的困难。为了解决硬开关PWM技术遗留的问题，软开关技术应运而生。在逆变开关电路中采取一些措施，如改变电路结构和控制策略，使开关管在开通过程中其主开关极的电压为零（零电压开通），在关断过程中电流为零（零电流关断），则其开
21、关过程中无开关损耗，零电压开通、零电流关断是最理想的软开关。如果开关器件在开通过程中端电压很小，在关断过程中电流也很小，则这种开关管的功耗也不大，称之为软开关。虽然一般的软开关不像零电流关断、零电压开通那样开关损耗为零，但也使逆变器高频化所引起的问题大为缓解。软开关技术需要附加额外的开关元件、辅助电源、检测手段、控制策略等，或改变传统硬开关PWM的工作模式、电路结构，并且要求有足够大的谐振能量以满足零电压或零电流的开关条件。另外辅助电路本身也有功耗，而且还要求辅助开关驱动电路与主开关电路驱动电路隔离，辅助开关比主开关的开关时间更小等。可见软开关电路和其控制是十分复杂的，这势必提高了产品的成本，
22、降低了产品的可靠性。为此，有必要寻找性价比更优越的方案来克服软开关技术存在的不足。其中，只用无源器件实现的吸收电路，因不需额外的辅助开关和相应的控制、检测和驱动电路，并且成本低、可靠性高、附加损耗小，而在工程中得到广泛的应用。吸收电路，有时也称为缓冲电路，其作用是抑制开关管的关断过电压、du/dt，开通过冲电流和di/dt，减小器件的开关损耗。传统的吸收电路中储能元件吸收的能量消耗在吸收电阻上，主开关管的开关损耗的降低是以额外吸收损耗的增加为代价的，故称为耗能式吸收电路。若吸收电路能够将其储能元件的能量回馈给电源或负载，或者能大幅度的降低额外吸收损耗，则称其为无损吸收电路。由以上分析可知，软开
23、关技术是采取“堵”的方法抑制 di/dt和du/dt，而吸收电路是采取“导”的方法先吸收di/dt和du/dt，然后将其反馈至其他地方，后者比前者在工程上更有发展前景。1.3 本文的主要研究内容本课题所研究的基于闭环控制的三相SVPWM逆变器系统，并且以DSP芯片为基础，形成了具有高速数据采集和实时数据处理功能的硬件控制平台，此平台上通过应用SVPWM算法和数字PID算法等数字处理技术，采用闭环控制，形成了具有良好人机交互界面和通信功能的全数字化SVPWM三相逆变器系统。该系统具有很好的动态性能和稳态性能，输出电压的大小、频率以及系统的开关频率均可调，因此可应用于不同的场合。另外该系统的主电路
24、中应用了无损吸收电路，所以开关损耗小，开关频率可达20KHz以上，输出电压的谐波低，系统效率高。本文还对适用于高电压大功率的三电平逆变器作了初步的探讨。2 三相逆变器主电路设计三相逆变器主电路包括整流和直流滤波电路、逆变开关电路、输出变压器和输出LC滤波电路四部分。2.1 整流和直流滤波电路整流电路的形式可分类为：（1）按整流信号的频率：工频整流、中频整流、高频整流。（2）按相数：单相整流、三相整流、多相整流。（3）按所用器件的多少：半波整流、全波整流、全桥整流。（4）按输出电压的可控性：不控整流、可控整流。从实用性和经济性方面考虑，选择工频单相全波不控整流电路。整流电路输出的是脉动直流电压，
25、即便是三相整流电路仍有很大的电压波动，对逆变电路不利，影响输出电压波形和稳定性。除此之外，整流电路仅可单向导电，无法提供反向电流通路，使其不能作为电压型逆变电路，因为逆变电路在一般情况下，需兼具将直流电源侧的电能送向负载和将负载侧的能量回馈到电源两重功能。因此，直流滤波电路成为必不可少的一个环节。从体积、成本等因素考虑，这里采用电容滤波方式。直流滤波电路中的电容，在输出电能时，电压下降，吸收回馈能量时，电压上升。在整流器上电之初，因为电容器上电压不能跃变，滤波电容电压几乎为零，可看作整流输出端短路。如在最不利的情况下即上电时的电压瞬时值为电源电压的峰值时上电，则会产生高于整流二极管正常工作电流
26、数倍的输入浪涌电流，从而导致电源电压波形塌陷，使得供电质量变差，还可能会影响到其它用电设备的工作以及使保护电路动作；由于浪涌电流冲击整流电路的输入熔断器，使其在若干次上电过程的浪涌电流冲击下造成非过载熔断。为避免这类现象发生，则需选用更高额定电流的熔断器，但有可能导致过载时熔断器不熔断，失去保护整流电路及用电电路的作用；上电浪涌电流过高会对整流器和滤波电容器造成不可恢复的损坏。因此，必须采用限制措施限制带有电容滤波的整流器的输入浪涌电流。限制上电浪涌电流最有效的方法是6-7：在整流器与滤波电容器之间，或在整流器的输入侧加一限流电阻；事实上整流器上电处于稳态工作后，这一限流电阻的限流作用已完成，
27、仅起到消耗功率、发热的作用，因此，在功率较大的逆变器中，一般采用上电后经一定延时用一机械触点或电子触点将限流电阻短路的方法。整流及直流输出滤波电路如图2-1所示。图2-1 单相全波不控整流和直流输出滤波电路2.2 逆变开关电路图2-2所示是三相逆变器的逆变开关电路。这是一个二电平三相逆变器拓扑结构A、B、C三相的瞬时输出电压为+E或0。图2-2 三相逆变器的逆变开关电路在三相逆变器电路中开关器件可能因过高的的di/dt和du/dt而损坏，因此其保护至关重要。在选择了逆变器的拓扑结构后，必须配以相应的吸收电路以保护开关器件的主开关极，电感L和电容C是防止过高的di/dt和du/dt的两个关键元件
28、。图2-2所示是本系统选用的三相逆变器电路及其吸收电路8-12，图中L、R、C1、C2、D1、D2等为吸收电路元件（仅标注A、B、C相中相应元件亦为缓冲元件）。T1，T2等开关器件选用的是带反并联快恢复二极管的IGBT。该吸收电路的主要特点是：在C1充电和放电过程中限制开关管T1、T2 的dv/dt，无最小开通时间限制，可回馈吸收能量。此外，开关器件的控制极保护同样十分重要，图2-3是本系统中的IGBT的栅极保护电路13，Rg1和Rg2是栅极驱动限流电阻。Rg1决定开通时间，Rg2决定关断时间。Rgs的大小与开关器件的反向电压承受力有关，Rgs越小，开关器件关断时能承受的反压越高，但对驱动电路
29、不利，因为电压型开关器件驱动电路一般都按脉冲工况设计，Rgs过小时驱动电路实际上变成了连续工况，Rgs一般可选在10k左右。稳压管W1和W2为防止驱动电压超过开关器件的控制极最大耐压。图2-3 IGBT的栅极保护电路图2.3 变压器的设计变压器对逆变器的效率和工作可靠性以及输出电气性能起着非常重要的作用，因此它是隔离式逆变器设计的重点。基于对磁性器件精确设计的高难度和非必要性，在工程设计中，可以按照一定原则、方法和步骤进行估算和核算，即可设计出基本符合要求的逆变变压器。设计逆变变压器14-16的原则：（1）工作频率：根据逆变器的输出功率容量，考虑电力电子开关器件和电路的发展现状和趋势，确定合理
30、的工作频率，使变压器具有可实现性和合理的成本。（2）铁芯设计： 根据以上确定的工作频率和铁磁材料的现状，加以比较、分析和估算，选择合适的材料制成铁芯和合适的铁芯形状，使变压器具有可生产性和合理的成本。（3）确定铁芯窗口利用系数：需全面考虑与逆变器的负载、输入输出电压等级、输出容量、可靠性指标等有很大关系的逆变主电路拓扑形式、输出电路形式、可操作绕制工艺等因素。（4）确定合适的最大工作磁通密度：要根据铁芯的材料、工作环境、变压器最高温升和散热技术诸多因素，要使铁芯既具有合理的利用率，又能限定铁芯损耗。（5）确定铜线的电流密度：要根据逆变电路的工作频率，充分考虑导线的形状和集肤效应，以合理设计导体
31、的截面积和合适铜耗，兼顾材料的节省和铜耗与铁耗相匹。下面从本文实际来说明变压器的设计，在这里变压器原副边为110V/380V，负载功率为200VA。变压器除电气参数计算外，在实际加工制造前还需对各种机械结构参数进行计算，以便制造。这主要包括变压器额定功率、初级线圈电流、铁心的截面积、线圈所用导线的直径、各线圈的匝数、核算铁心窗口。下面逐一进行计算：（1）变压器的额定功率：变压器输出功率： P2 = U2I2 (VA) = 200(VA) （单相为200VA） 输入功率： P1 = U1I1 (VA) P1=P2 /=200/0.95 = 211(VA)式中变压器的效率，此时取为0.95变压器的
32、额定功率为： P = (P1+P2) / 2 = (200+211)/ 2 = 206 (VA)（2）初级电流： I1 = kP1 / U1 = 1.2*211/110 = 2.31 (A) I2 = P2/ U2 = 200 / 380 = 0.53 (A)式中k为经验系数，由变压器空载（激磁为主）电流I0大小决定，容量越小的变压器，k越大。一般选1.1-1.2。（3）变压器铁心净截面积SC：铁芯净截面积：SC = K =1.5 = 21.53 (cm)式中系数K由硅钢片质量而定，质量越好，K值越小。一般选在1.0-1.5之间。由于硅钢片之间的绝缘和空隙，实际铁心截面积应略大于计算值，为：
33、SC = K/ K C = SC/ K C = 21.53/0.89 = 24.2 (cm2)式中KC是硅钢片的叠片系数，它与硅钢片厚度有关。一般0.35mm厚热轧硅钢片的KC = 0.89；冷轧硅钢带的KC = 0.92。根据算出的SC求硅钢片中间舌宽a，按照国家标准查手册可以得到，这里选择a = 40mm的GE型硅钢片。铁心叠厚B：B = 100SC/ a = 24.2*100/40 = 60.5(mm) 实取61mm铁心厚度B与舌宽a之比应在1-2之间，否则应重新选取铁心截面积SC。此次B/a = 1.525，符合要求。（4）各线圈的匝数：确定每伏匝数No： E = 4.44f NBmS
34、c*10(V)No = N/E = 10/(4.4fNBmSc) = 10/(4.44*50*11000*21.53) = 1.902(匝/伏)f 电源频率；Bm 铁心磁通密度。一般冷轧晶粒取向硅钢带，取12000-14000高斯；热轧硅钢片取10000-12000高斯；算出No之后，根据每组线圈的工作电压就可用下式求出每组线圈的匝数：初级： N1 = U1No = 110*1.902 = 209.22(匝) 实取210匝次级： N2 = KU2No = 1.1*380*1.902 = 795.036(匝) 实取496匝式中考虑到10%的匝数补偿负载压降故乘系数1.1。（5）线圈导线直径导线电
35、流： I = dj/4 = sj（A）式中s 导线截面积（mm2）、d 导线直径（mm）、j 电流密度（A/ mm2）可取2-3（A/ mm2）考虑安全（减少发热）性可取小一些，考虑经济性可取大一些。此处j取2.5，由以上公式可得：原边： d1 = 1.09mm副边： d2 = 0.52mm根据计算出的直径d查标称导线，选出标称直径接近而稍大的Q型漆包线。选定的漆包线最大外径为：原边： d1= 1.3mm副边： d2= 0.7mm（6）校核铁心窗口面积变压器线圈绕在框架上，每层线圈之间一般均有绝缘层。线圈厚度、绝缘层厚度和框架厚度的总和应小于选用铁心窗口宽度，否则，应重新计算或重选铁心才行。铁
36、心选定后，窗口高度h可查表得到，其框架最大长度亦等于h。铁心窗口的有效高度h由表查得为72mm，线圈在框架两端共留10%不绕线。因此，框架的有效长度为： h= 0.9*(h-2)(mm)计算各线圈每层可绕匝数:原边： M1 = h/(Kp*d1) = 0.9*(72-2)/(1.1*1.3) = 44（匝）副边： M2 = 0.9*(72-2)/(0.7*1.1) = 82（匝）K p 排绕系数。按线径粗细，一般选在1.05-1.15之间，圈数多取大一些。d1、d2导线连同绝缘层的有效直径。 每组线圈需绕的层数，用下式计算：原边： D1 = N1/M1 5 （层）副边： D2 = N2/M2
37、10 (层)初级线圈的总厚度应为： H1 = D1( a1+ d1) + ra1 原边绕组层间绝缘厚度。导线直径0.2mm以下的，采用一层厚度为0.02-0.04mm的绝缘纸；在0.2mm以上的，采用0.05-0.08mm厚的绝缘纸；再粗的导线，可采用相应更厚的绝缘纸。r 线圈间绝缘厚度。是初、次级线圈之间的绝缘层。在500V以下时可用2-3层电缆纸。若想取得更好的防潮效果，可再加上二层聚酯薄膜。同样算出次级线圈的厚度H2： H2 = D2d2+(D2-1)a2 + r a2副边绕组层间绝缘厚度：所有线圈的总厚度为： H = (H1+H2+H0)*(1.1-1.2) (mm)H0 框架及外包总
38、厚如果 Hc（窗宽）时，即可进行线圈的绕制。否则要重新计算，另选铁心。骨架用1mm厚的绝缘板制作，外包两层0.05mm厚的绝缘纸及两层0.05mm厚的聚酯薄膜，即H0为1.2mm。线圈之间绝缘取0.12mm厚的绝缘纸和0.05mm厚的聚酯薄膜各两层，即r = (0.12 + 0.05) 2 = 0.34(mm) H1 = (0.12 + 1.3)*5 + 0.34 = 7.44 (mm) H2 = 10*0.4 + (10-1)*0.12 + 0.34 = 8.42(mm) H = (1.2 + 7.44 + 8.42)*1.15 = 19.619(mm)如表2-1所示，a = 40mm的GE
39、40铁心窗口宽度c = 26mm，所以Hc，因此窗口能容纳下所有绕组。表2-1 铁芯GEIB40参数表(变压器速查速算手册)铁心片型号铁心规格 a*B尺寸（mm）中间舌片净截面（cm）cHhA铁心厚0.2mm铁心片厚0.35mmGE40 40*5026124 72 14417.018.2 40*6020.421.8 40*7023.825.5 40*80 27.229.12.4 逆变器输出滤波器的设计高频SVPWM逆变器中，逆变器的输出LC滤波器17-18主要是用来滤除开关频率及其邻近频带的谐波，如图2-5所示。一个性能优良的滤波器首先要有良好谐波的抑制能力，具体可以从总谐波失真THD值来体现
40、，另外所选滤波器还要减少对逆变器的附加电流应力。电流应力增大，不仅使器件损耗及线路损耗加大，还会额外要求加大功率元件的容量，增加了系统的成本。但是，减小THD与减小滤波器引起的附加电流应力通常是矛盾的。下面将从分析二阶LC滤波器特性着手探讨滤波器设计的方法。图2-5 逆变器输出LC滤波器作用示意图忽略电感电阻及线路阻抗，滤波器输出电压相对于逆变桥输出电压的传递函数为：G(s) = = =式中 = 无阻尼自然振荡角频， =，；阻尼比；这是一个典型的二阶振荡系统，幅相频率特性为：G(j (2.1) 根据（2.1）式，可以求得对数幅频特性为：L图2-6 二阶LC低通滤波器幅频特性从上面的分析及图2-
41、6中可以看出，转折角频率n和阻尼比是影响滤波效果的主要参数。选择SVPWM逆变器的输出LC滤波器的转折fn（其中fn = ）远远低于开关频率fs，它对开关频率以及其附近频带的谐波具有明显的抑制作用。在本课题中，开关频率fs = 20kHz，取LC滤波器的转折频率为开关频率的1/20左右，但不能太小，以免产生低频振荡。即： fn = 0.1fs = 也就是： (2.2)从图2-6中的LC滤波器幅频特性中可以看出，高于转折频率时幅频特性以-40dB下降。所以当转折频率为开关频率的1/10时，开关频率处的谐波通过LC滤波器后，有接近-40dB的衰减；当LC滤波器的转折频率选为开关频率的1/20时，开
42、关频率处的谐波衰减更大一些，滤波效果也更好一些。滤波器与逆变器的附加电流应力有关，这是由滤波器的滤波电感上流过的电流谐波引起的。流过滤波器电感的电流也就是流过功率元件的最大电流。流过滤波电感的电流谐波越小，半导体开关所承受的附加电流应力就越小，线路上的损耗也会较小。而滤波电感上的谐波电流和电感L的值成反比，电感值越大，谐波电流越小。结合式（2-2），最后选取的滤波电感和电容值如下：滤波电感： L = 182Mh滤波电容 ：C = 0.1此时LC滤波器的转折频率为：fn = 3 三相逆变器控制系统的硬件实现一个三相逆变器系统包括控制电路和主电路两个重要组成部分，只有控制电路和主电路相互配合，共同
43、工作，才能构成完整的逆变系统，如同人的大脑和双手，两者缺一不可。控制电路控制主电路；主电路是控制电路的控制对象。逆变系统控制电路不仅受逆变主电路形式、主开关管器件的类型和逆变工作频率的支配，还取决于选取的功率变换技术的种类。3.1 三相逆变器控制系统结构图3-1为三相逆变器的控制系统结构框图，Vg为给定电压，Vd是市电经整流后输出给三相逆变器的直流电压。图3-1 三相逆变器控制系统结构框图对于稳定输出量的值这个控制目标而言，相应不同信号的扰动，控制系统的工作情况是不同的，这可以通过分析系统的传递函数得到各种结果。3.1.1 三相逆变器控制系统的传递函数调节器的种类很多【19】，其传递函数用G1
44、(s)表示；脉冲形成及驱动电路一般可以等效为一个线性比例环节。对于PFM方式，输出为脉冲频率fp，且有fp = K1Vc。对于PWM方式，其输出量为占空比 =K1Vc，所以这个环节的传递函数可以用K1表示；逆变主电路包括逆变开关电路、逆变变压器、输出滤波电路中的一部分或几部分，主电路比较复杂，先设其传递函数为G 2(s)；反馈环节是一比例环节，其传递函数设为KB；对于一个逆变控制系统，为了使其稳定工作和具有更好的性能，有时还可以加一个校正环节，它可以与调节器和在一起，共同组成传递函数G1(s)。由以上分析可知，图3-1的控制系统可以画成图3-2的形式。图3-2 三相逆变器控制系统框图系统输出量
45、V0(s )对输入量Vg (s)的传递函数为： 系统误差信号e(s)对输入量Vg(s)的误差传递函数为： 系统输出对干扰信号的闭环传递函数为： 3.1.2 电压型PWM逆变控制系统逆变控制系统的最终输出可以是电压、电流、频率或功率。大多数逆变系统输出的是电压，也就是说，系统输出和调节的是电压量。对于这些系统其反馈量是输出量的一定比例值，用给定电压与反馈电压的误差信号来调节PWM脉冲的宽度，通常把这种逆变控制系统称作电压型PWM控制系统。带LC输出滤波的电压型三相逆变器的控制系统框图如图3-3。其中KV是逆变开关电路的传递函数，是LC滤波电路（带电阻性负载，即R与C并联）的传递函数。根据图3-3得出电压型三相逆变器的闭环传递函数为： 控制调节器G1(s)可以是比例（P）调节器，比例积分（PI