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1、精选优质文档-倾情为你奉上1 绪论随着计算机、电子技术的高速发展，电子技术的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，他们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化，使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。11 开关电源的发展开关电源被誉为高效节能电源，代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。开关电源的核心是电力电子变换器。按转换电能的种类，可分为直流-直流变换器（DC/DC变换器），是将一种直流电能转换
2、成另一种或多种直流电能的变换器1；逆变器，是将直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器；整流器是将交流电转换成直流电的电能变换器和交交变频器18四种。传统的晶体管串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。这种传统稳压电源技术比较成熟，并且已有大量集成化的线性稳压电源模块，具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点。但通常需要体积大而且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有百分之四十五左右16。另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整
3、管并装有体积很大的散热器，很难满足现代电子设备发展的要求。20世纪50年代，美国宇航局以小型化、重量轻为目标，为搭载火箭开发了开关电源。在近半个多世纪的发展过程中，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制作的连续工作电源，并广泛应用于电子整机与设备中。到了20世纪90年代，开关电源在电子、电气设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展时期。开关型稳压电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。以功率晶体管为例，当开关管饱和导通时，集电极和发射机两端的电压降接近零；当开关管截止时，其集电极电流为零。所以其功率小，效率可
4、高达百分之七十至九十五。另外功率小，散热器也随之减小。开关型稳压电源直接对电网进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器。此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小，因此开关电源具有重量轻、体积小等优点。最后，由于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性，而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V，而开关型稳压电源在电网电压为11OV-260V范围内变化时，都可获得稳定的输出电压5。开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源装置空前的小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术
5、领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化14，另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。21世纪，市场上开关电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的开关电源转换频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路，这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，理论上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率的一种方式。采用谐振开关方式的兆赫级变换器已经实用化。开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高
6、频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件，开发高频用的低损磁性材料，改进磁元件的结构及设计方法，提高滤波电容的介电常数及降低其等效串联电阻等，对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。总之，在开关电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进，并推动着开关电源以每年超过两位数的增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。1.2 开关电源的基本构成如图1所示，开关电源采用功率半导体器件作为开关器件，通过周期性间断工作，控制开关器件的占空比来调整输出电压。其中DC/DC变换器用来进行功率变换，是开关电源的核心部分，此外还有启动、过流与过压保护、噪声
7、滤波等电路。输出采样电路(R1、R2)检测输出电压变化，与基准电压比较，误差电压经过放大及脉宽调制(PWM)电路，在经过驱动电路控制器件的占空比，从而达到调整输出电压大小的目的11。 图11.3 DC/DC变换器的基本拓扑1.2.1 概述直流变换器按输出与输入间是否有电气隔离可分为两类：没有电气隔离的称为不隔离的直流变换器，有电气隔离的称为有隔离的直流变换器。有隔离的变换器可以实现输入与输出间的电气隔离，通常采用变压器隔离，变压器本身具有变压的功能，有利于扩大变换器的应用范围。变压器的应用还便于实现多路不同电压或多路相同电压的输出。1.2 .2 电路拓扑 变换器的电路拓扑多达上百种，在进行变换
8、器的设计工作之前，首先要选择电路拓扑。这是一件非常重要的工作，其他所有的设计选择元器件选择、磁芯元件设计、环路补偿等等都取决于它。如果电路拓扑发生改变，这些也必须随着改变。(一) 降压式(Buck)变换器降压式变换器是一种输出电压等于或小于输入电压的单管非隔离直流变换器。具有电路简单，调整方便，可靠性高；对功率晶体管及续流二极管耐压的要求低；电源带负载能力强，电压调整率好等优点。但在这种电路中，功率晶体管和负载直接与整流电源串联，故万一晶体管被击穿时，负载两端的电压便升高到整流电源电压，负载会因承受过电压而损坏。(二) 升压式变换器升压式变换器是输出电压高于输入电压的单管不隔离直流变换器，所用
9、电力电子器件及元件和降压式变换器相同。(三) 升降压式变换器这种电路最大的特点就是这个转换是自动完成的。其电压增益随占空比变化，可以升压也可以降压。同时其缺点也综合了升压和降压式变换器各自的特点。该电路输入、输出电流是脉动的，为了满足滤波要求，在基本电路后还需加一级LC滤波电路。(四) Cuk变换器变换器输出端和输入端均有电感，从而显著地减小了输入和输出电流的脉动。它的输出电压与输入电压的极性相反，输出电压也可低于、等于或高于输入电压。(五) Zeta变换器该电路和Cuk变换器相似，也有两个电感，一个能量存储一个传输电容，左半部分类似于升降压式变换器，右半部分类似于降压式变换器。(六) Sep
10、ic变换器该变换器也是正输出变换器，即输出电压极性和输入电压相同。它是电感输入，类似于升压式变换器，输出电路类似于升降压式变换器，但为正极性输出。其输出电流脉动很小。(七) 正激变换器正激式变换器实际上是在降压式变换器中插入隔离变压器而成，变压器的引入，不仅实现了电源侧与负载侧间的电气隔离，也使该变换器的输出电压可以高于或低于电源电压，还可实现多输出。而Q的占空比可在比较合理的范围内变化，通常选择在0.45上下变化，这时在同样输出功率下，Q的计算功率较小。这种变换器的优点是：可方便地实现交流电网和直流输出端机架之间的隔离；能方便的实现多路输出。在占空比的变化范围不能改变的情况下，可方便地通过改
11、变高频变压器的匝比，使之满足交流电网电压在一定范围内变化时能稳压的要求。(八) 反激式变换器反激式变换器由于电路简洁，所用元器件少，适合于多输出场合使用。它和正激式变换器有本质的不同，实际上是耦合电感，用普通导磁材料铁芯时必须有气隙，以保证在最大负载电流时铁芯不饱和7。(九) 推挽式变换器推挽变换器变压器和输出滤波器的体积均可减小。但会因磁芯饱和出现集电极电流尖峰而导致晶体管损坏，对功率晶体管的耐压要求高。(十) 半桥式变换器半桥变换器开关管承受的电压为电源电压，故可在电源电压较高的场合应用。该变换器中高频变压器利用率高；截止开关管极间承受的电压低；抗不平衡能力强。同时由于加到高频变压器原边绕
12、组上的电压是电容两端的电压，当电容经变压器原边放电时，其电压要逐渐减小，所以输出脉冲的顶部呈倾斜状态；输出功率小。(十一) 全桥变换器此电路既保持有半桥型变换器中开关管截止时极间所承受的电压较推挽型电路低的特点，又具有推挽型电路所具有的输出电压高、输出功率大的优点，因此全桥电路在大功率DC/DC变换器中应用比较多。但电路所用功率开关管多，驱动电路比较复杂10。本课题要求研究双管正激变换器，正激变换器具有电路结构简单、输入输出电压隔离、可以多路输出等优点，广泛应用在中小功率变换场合。单管的正激变换器，开关管的电压应力较高，这使得单管正激变换器在输入电压较高时，很难选择合适的开关管。特别是在选择M
13、OSFET时，其电压定额较高，通态电阻较大，这就影响了变压器的变换效率。而双管正激变换器就没有这个缺点，其电压应力等于输入电源电压，而且不需要另加磁复位电路，因此双管正激变换器在高输入电压、大功率的场合得到广泛应用79。双管正激变换器开关电压应力低，能够从结构上彻底消除桥臂直通的危险，提高变换器的可靠性，而可靠性是所有电力电子装置的生命线。因此双管正激变换器具有其它变换器所无法比拟的优点，成为目前应用最多的拓扑之一9。双管正激变换器自身也有一些弱点：为了保证变压器可靠完成磁复位，变换器的工作占空比只能小于0.5，因此为了获得更高的输出电压，必须依靠提高变压器的变比，从而使副边整流电路中的二极管
14、电压应力增大，限制了双管正激变换器在输出高压场合的应用；而且由于工作占空比小，变换器输出电压和电流脉动幅值大、脉动频率低，增大了滤波器的体积和重量。另外由于原边续流二极管的存在，变压器的磁芯只能工作在磁化曲线的第一象限6，虽然减小了变压器的损耗，但是降低了变压器的利用率增大了变压器的体积和重量，这限制了双管正激变换器容量的进一步提高该设计要求输入直流电：电压为4815%V；输出电压：5V/20A。为小功率输入输出，为了验证双管正激变换器的工作原理，故在本设计中仍采用双管正激变换器。2 双管正激变换器2.1 正激变换器正激变换器变压器铁芯的磁复位有多种方法，在输入端接复位绕组是基本的方法，复位绕
15、组也可接于输出端，其次还有RCD复位，LCD复位和有源箝位等磁复位方法。2.1.1 主电路拓扑和控制方式正激变换器实际上是在降压式变换器中插入隔离变压器而成，图2图3给出了正激变换器的主电路及其主要波形。开关管Q按PWM方式工作，D1是输出整流二极管，D2是续流二极管，Lf是输出滤波电感，Cf是输出滤波电容。变压器有三个绕组，原边绕组W1，副边绕组W2，复位绕组W3，图中绕组符号“*”号的一端，表示是该绕组的始端。D3是复位绕组W3的串联二极管3。 图2图32.2 双管正激变换器采用双管正激变换器能有效地降低开关管的电压应力，双管正激变换器如图4所示。双管正激变换器不需要额外的变压器磁复位电路
16、，相对于半桥变换器或全桥变换器而言，双管正激变换器的每一个桥臂均由一个开关管和一个二极管串联组成，不存在桥臂直通现象，可靠性高。与开关管串联的二极管将开关管的电压箝位在输入电压，同时为变压器的励磁电流提供回路，以反馈回输入电源中。鉴于上述优点，双管正激变换器电路拓扑在工业界得到了广泛的应用。2.2.1 双管正激变换器的原理双管正激变换器如图所示，为了分析其工作原理，作如下假设：1、变换器已经到稳态；2、所有开关器件均为理想器件；3、在换流过程中电感电流没有变化，相当于一个恒流源4。 图4 双管正激变换器其变压器二次侧电路和单管正激变换器一样，但一次绕组与S1，S2（两个开关晶体管）串联，S1，
17、S2在PWM脉冲作用下同时导通或关断，在每个晶体开关管和一次绕组之间，各并联一个续流二极管D3、D4，使得S1，S2关断时，变压器能有一个释放逆路，经过D3、D4回馈到直流输入电源。因此双管正激变换器无须另加磁复位措施。D3、D4还起箝位作用，将S1，S2承受的电压箝位于输入电压U。双管正激变换器可应用于较高电压输入，较大功率输出场合。每个开关管承受的最大电压为VI 。和单管正激器相比，开关管承受的电压应力降低一半。二极管D3、D4可以实现自复位，不需要额外的变压器磁复位电路。变换器可以分为五个工作过程，当双管正激变换器工作在电感电流连续导电模式时，在一个开关周期中双管正激过程等效电路如图5所
18、示，变换器的主要波形如图6所示。工作状态1(t0-t1):在t0时刻以前，高频变压器T1已经复位完毕，每个开关管上的电压为输入电压的一半，负载电流从续流二极管D4流通。在t0时刻，开关S1和S2同时获得触发脉冲而开通，流过续流二极管的电流开始向整流二极管D3换流，换流的速度受变压器漏感的限制。在t1时刻，整流二极管的电流上升到输出滤波电感电流，换流结束。这个换流过程的等效电路如图5(a)所示，在本状态中，输入端不向输出端提供能量。 (a) (b) (c) (d) (e) 图5 双管正激变换器在一个开关过程中的等效电路开关状态2(t1-t2):在t1时刻副边续流二极管和整流二极管的换流结束，续流
19、二极管D4截止，变换器开始向负载传递能量，输出滤波电感中的电流在输入、输出电压的工作作用下线性上升。本状态一直持续到t2时刻，开关S1和S2同时关断。本状态的等效电路如图5(b) 所示，持续时间由变换器的工作占空比决定。开关状态3(t2-t3)在t2时刻，开关S1和S2同时关断，原边的箝位二极管D1和D2导通，开关管上的电压保持为输入电压，变压器原边加上负电压，在该负电压的作用下，整流二极管D3的电流向续流二极管D4换流，换流的速度受输入电压和变压器漏感的限制。该状态持续到t3时刻，换流结束，等效电路如图5(c)所示开关状态4(t3-t4)在t3时刻，副边换流结束，续流二极管导通负载电流，整流
20、二极管截止。在原边变压器通过箝位二极管D1和D2复位，本状态一直持续到t4时刻变压器复位完毕。本状态的等效电路电路如图5(d)所示。开关状态5(t4-t5)在t4时刻，变压器复位完毕，开光管上的电压下降到一半的输入电压。在副边，变换器通过续流二极管导通负载电流。本状态一直持续到t5时刻，新的开关周期开始。本状态的等效电路如图5(e)所示12。由于在变压器复位的过程中，加在变压器原边的电压幅值与正向能量传递时加在变压器原边的电压幅值相等，方向相反，激磁电感贮存能量的回馈时间等于正向能量传递时间，所以双管正激电路的最大导通时间为开关周期的百分之五十，为可靠起见，导通占空比还应小于百分之五十，否则变
21、压器不能可靠复位，将引起变压器的饱和。 图6 双管正激变换器在连续运行模式下的主要波形当输出滤波电感很小或者负载很轻时，变换器将工作在不连续导电模式。当双管正激变换器工作在电流不连续模式时，在一个开关周期中，变换器要增加一个工作状态：当开关管关断，输出滤波电感的电流减小到零之后，完全由输出滤波电容C提供输出所需要的能量。在不连续模式下，当开关导通时不存在整流二极管和续流二极管的换流过程，变换器的主要波形如图7所示(图中忽略了当开关关断时整流二极管和续流二极管的换流过程)。 在不连续工作模态中，双管正激变换器的输入输出增益与负载电阻有关，变换器的输入输出与占空比的关系为非线性。图7 双管正激变换
22、器在不连续运行模式的主要波形3 UC3525芯片 3.1 UC3525功能介绍随着电力电子技术的发展，各种大功率全控型器件相继问世，其中MOS型功率晶体管发展非常迅速，由于它具有高耐压、低驱动功率、良好的频率响应特性和开关时间短等优点，常在开关稳压电源和直流斩波电路中用作开关管。开关管的控制方式采用脉冲宽度调制(PWM)方式。PWM控制按照调节脉冲宽度的方式，可以分为电压型PWM集成控制方式和电流型PWM集成控制芯片。电流型PWM不能承受持续的短路，具有控制精度高，调节速度快，保护电路结构简单，应用范围广等优点，但也具有不能持续工作地进行短路保护等缺点。在本设计中拟采用电压型PWM集成控制方式
23、。其输出电压与基准电压比较后得到误差信号。该误差信号与锯齿波发生器产生的锯齿信号进行比较，由PWM比较器输出占空比变化的矩形波驱动信号，这就是电压模式控制技术。由于该系统是单环控制系统，其最大的缺点是没有电流反馈信号。由于开关电源的电流都要流经电感，因此相应的电压信号会有一定的延迟。然而对于稳压电源来说，需要不断的调节输入电流，以适应输入电压的变化和负载的需求，从而达到稳定输出电压的目的13。因此仅采用采样输出电压的方法，其稳压响应速度慢，甚至在大信号变化时，会因产生振荡而造成功率管损坏等故障发生，这是电压模式PWM控制技术最大的不足。3.2 UC3525的芯片介绍SG3525 是美国硅通用半
24、导体公司推出的电流控制型PWM 控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。UC3525采用16引脚DIP封装。各引脚功能如左图所示，结构图如图8所示。(1)反相输入引脚(引脚1)：误差放大器反相输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端(引脚9)相连，可构成跟随器。(2) 同相输入
25、引脚(引脚2)：误差放大器同相输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端(引脚9)之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。(3) 同步端(引脚3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。(4) OSC. Output(引脚4)：振荡器输出端。(5) CT(引脚5)：振荡器定时电容接入端。(6) RT(引脚6)：振荡器定时电阻接入端。(7)放电端(引脚7)：振荡器放电端。该端与引脚5 之间外接一只放电电阻，构成放电回路。(8)软启动端(引脚8)：软启动电容接入端。该端通常接一只100 的软启动电容
26、。(9)补偿(引脚9)：PWM 比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2 之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。(10)闭锁控制(引脚10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护(11)Output A(引脚11)：输出端A。引脚11 和引脚14 是两路互补输出端。(12)Ground(引脚12)：信号地。(13)Vc(引脚13)：输出级偏置电压接入端。(14)Output B(引脚14)：输出端B。引脚14 和引脚11 是两路互补输出端。(15)Vs(引脚15）：偏置电源接入端。(16)Vref(引脚16)：基准
27、电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准电压13。采用UC3525作为该设计控制部分的核心芯片，下图是UC3525的结构框图，主要有基准稳压源、振荡器、误差放大器，PWM比较器和锁存器、分箱器、或非门电路和图腾输出电路等几大部分组成2。UC3525是在UC3524的基础上改进而来的，它克服了后者的不足，成为第二代集成电路脉冲宽度调制器，其独特的应用特点主要有以下四点：(1)欠压锁定功能；(2)软启动功能；(3)系统的故障关闭功能；(4)死区时间可调功能11。 图8内部结构图4 100W双管正激变换器设计4.1 电路设计4.1.1 主电路设计及相关器件的选择（一）主电路如图9所示 图9以芯片
28、UC3525为核心的控制电路部分其引脚11和14输出频率为100KHZ，占空比一定的脉冲，但相位互差1800。在此处只要用到引脚11，通过该引脚输出的脉冲再经过隔离变压器T2分别驱动开关管同时开通和关断。为了加快开关管的导通时间，在开关管和变压器之间加一10K的电阻。开关管Q1、Q3,二极管D3、D4,以及变压器T1和变压器副边的电路共同构成了双管正激变换器的基本电路。负载滑线变阻器的两端即为输出的电压，要求达到24V，输入电压是通过直流电源S1提供的，为48V，在3675V之间波动。当新的周期来的时候，开关管Q1和Q3同时导通同时关断，当Q1,Q3同时导通前，变压器刚刚复位结束，负载电流从续
29、流二极管D10流通，开关管同时导通时，流过D10的电流开始向整流二极管D9换流，当D9和D10换流结束后，D10截止，变压器向负载传递能量。开关管同时关断，则原边的箝位电容D3、D4导通，Q1、Q3上电压保持为输入电压，此时变压器原边为负电压，副边D9向D10换流。换流结束后，D10导通负载，D9截止，变压器通过箝位电容复位。在开关管Q1、Q3的两端加RC回路可吸收开关管接通和断开瞬间产生的较高浪涌尖峰电压，降低开关管的干扰。在二级管的两端并联一个由电阻和电容串联构成的回路的作用是为了防止二极管电路中的电流变化太大，烧坏二极管，当电路中双向电流突然变大时，电容可以起到缓冲作用，RC电路的频率比
30、实际电路慢半周期，可以抵消原电路中的电流。隔离变压器的磁复位电路是采用RCD箝位技术来实现的。如图10所示是RCD箝位技术实现磁复位的电路图。该技术具有电路简单、占空比大于0.5、功率开关电压应力低等优点。磁复位的基本思路是：变压器的原边绕组上的正向电压伏秒面积等于负向电压伏秒面积。当脉冲来时，开通开关管Q2，Q2的结电容上的能量全消耗在其内部。因此Q2是硬开通，存在开通损耗。Q2开通后，变压器T2的原边电压保持不变，励磁电流线性上升。Q2关断后，此时，T2副边折算到原边的电流和励磁电流同时给Q2中的结电容充电。使开关管Q2两端的电压不断的上升，T2两端的电压为负向电压，副边电压也为负，原边电
31、流为励磁电流。此时，励磁电感和Q2中的结电容谐振工作，励磁电流开始减少。Q2两端的电压继续上升。在这段时间内，励磁电流经箝位二极管D2，结电容电压被箝在某一值。励磁电流线性减少至零。D2自然截止。Q2中的结电容开始放电，励磁电流开始反向增加到负向最大值。结电容电压继续下降，原边绕组电压转正，由于原边的电流较小，不足提供负载电流。变压器励磁电流保持不变，原边绕组电流为零，下一刻开始另一周期。其中电路中二极管D5是为了保证隔离变压器能实现磁复位，没有该二极管，隔离变压器将不能实现磁复位，从而影响变压器的工作。图10(二) 器件选择在选择器件之前首先分析一下线圈电流的有效值。在开关电源中最常见的电流
32、波形是梯形波，如图11所示。高电平持续时间定义为，周期为T，峰值电流为,脉动分量为,梯形波中值,电流波形的表达式为 图11电流平均值，即直流分量：电流总有效值I：根据有效值定义令，一般满载时，0.2，代入上式，近似得到交流分量的有效值其中本设计要求输入为直流48V，输出为直流24V/4A，由此可得I0=4A。因此可得出1 变压器在开关电源中的变压器其主要的目的是传输功率，将一个将电源的能量瞬时地传输到负载。此外，变压器还提供其他重要的功能：(1)通过改变初级与次级匝比，获得所需要的输出电压；(2)增加多个不同的匝数次级，获得不同的多路输出电压；(3)为了安全，要求离线供电或高压和低压不能共地，
33、变压器方便地提供安全隔离。在正激变换器中，变压器的主要作用不是储存能量而是纯粹的变压功能(即对输入电压进行升压或降压)。需要综合考虑占空比和匝比来进行设计。虽然储能能力常常是选择电感器的主要依据，但变压器储能仅是单纯的励磁能量，与负载电流无关，只随输入电压的变化而变化。确保变压器复位也是一个问题，它限制了变压器的占空比要保持低于0.5。本设计要求输入电压为直流48V,波动值为36V-75V,输出电压为24V，功率要求为100W，开关频率为100KHZ。容易得到，输出电流为。 变压器输入输出电压关系式为：一般选择占空比D为0.5，因此有.则N=3:4.所以为了使变压器在输入电压波动范围内都保持工
34、作，因此变压器的匝比希望选择3:4。下面计算变压器的参数：(1)确定最大磁感应强度考虑高温时饱和磁感应强度BS会下降，同时为降低高频工作时磁芯损耗，工作最大磁感应一般为2000-2500GS17。(2)根据输出功率选择磁芯代入公式的cm3查表选择ETD39的磁芯，Ae125mm219，le=92.2mm , Ve=11.50 cm3.(3)计算副边匝数周期S,最大占空比为0.5，S计算输出电压加上满载时二极管和次级IR压降：由电磁感应定律可得：(4)计算原边匝数由变压器的性质的则如果取9匝，将大大增加了伏/匝、磁感应变化量和磁芯损耗。如果取10匝，减少了磁芯损耗，但是增加了线圈损耗。因为以上结
35、果接近10匝，选取10匝。此时由,=0.38ETD的中柱直径11 mm，边柱内径25.6 mm,骨架及绝缘占1.1 mm的窗口高度，因此线圈的内径为mm,平均匝长为cm5.(5)副边电流有效值为：(6)原边电流有效值为：8(7)选择线径：根据一平方毫米横截面积可以承受5A，口诀就是10平方线以下横截面积的乘5 ，10平方线以上的乘3 根据电流A的大小来选择线径，所以原边、副边绕组所选截面积约为0.56,0.16 mm22 电感电感常为储能元件，其特点是流过其上的电流有很大的惯性，换句话说，由于磁通连续性，电感上的电流必须是连续的，否则将产生很大的电压尖峰波。它是磁性元件，存在磁饱和的问题。在开
36、关电源中有一个不可忽视的问题，电感的绕线所引起两个分布参数的现象。其一是绕线电阻，这是不可避免的，其二是分布式杂散电容，随绕制工艺、材料而定。由于是直流电感，MPP或者铁粉芯是比较适合的。为了做到小体积，选择MPP， 其中, IC=因此L=9.电感值为35.3，直流电流为4A，储能为查图找到300U的磁芯型号为55280，则AL=127,为了方便设计的一个参数，通过AL可以知道某类磁芯绕制1000匝，所对应电感量，则35.3的电感量，需要的匝数为:匝。根据电流有效值选择导线的线径，因为，所以选择导线的截面积约为0.256 mm2，电流较大时，仍需采用多股并绕，但由于电感中的交流成分较小，必要时
37、可选用较粗的导线绕制。3 二极管D3、D4是主电路原边的箝位二极管。在任何工作条件下，为使两个调整管所承受的电压不会超过 (为输入电压；为箝位二极管的正向压降)，D3、D4必须是快恢复管。这类二极管反向恢复时间小于，用于高频整流、斩波和逆变。D3、D4在关断时所承受的电压为输入电压的一半，为24V。D9为整流二极管，D10为续流二极管。必须也选用快恢复管。在开关管导通时，续流二极管D10上的电压为： 在开关管截止时，整流二极管上的电压为：开关管导通时，流过续流二极管上的电流为开关管截止时，流过整流二极管上的电流为可得出二极管可选用FR301FR307类型的二极管。4 开关管开关电源中所出现的故
38、障中约百分之六十是功率开关管损坏引起的。开关电源中采用的开关管是MOSFET管，有些还采用IGBT管以及GTO管。IGBT 主要用在高功率大输出的场合，GTO主要用于中功率较小输出的场合，而MOSFET主要用于小功率小输出的场合，该设计是100W双管正激变换器的设计，输出功率只有100W，输入电压为48伏，输出电压为24伏，为小功率小输入小输出，因此在此处采用MOSFET管已经足够。MOSFET是一种电压控制的单极型器件。具有驱动电路简单，需要的驱动功率小；开关速度快，工作频率高等优点，广泛应用于开关电源中。分为P型、N型，在此处采用N型MOSFET管20。设频率为100KHZ，占空比为0.5
39、，开关管Q2、Q4的开通和关断时间为 开关管关断时所承受的电压保持在输入电压不变，为48V。线圈电流即为变压器副边的电流，由上面对变压器的计算中得出变压器的变比为3:4,根据变压器的关系可知：因此由于占空比D=0.5，开关管导通和关断时线圈的电流均为2.8A，归算到变压器原边上的电流相同。因此开关管在导通和关断时的电流值均为2.1A。(三) 器件清单如表1所示器件数值个数UC3525A芯片1变压器1原边10匝，副边10匝1变压器21齐纳二极管2滑线变阻器0,610.10K1MOSFET管4直流电源48V115V1电容100PF2390PF24700PF2220F41nF1100F10.1F1电
40、阻75210k752101501250025k1电感35.31 表14.1.2 控制电路如图12所示脚8接不同的对地电容时软启动的时间不同，例如10F的电容所对应的软启动时间为0.58s，22F的电容对应的软启动时间为1.26s。该电容由内部5.1V基准电压的50A恒流源充电，使占空比由小到大变化4。UC3525电路的定时电容CT放电电路与充电电源分开，单设一引脚7。CT放电通过外接电阻RD至7脚，改变RD就可以改变CT的放电时间，也改变了死区时间。而CT的充电电流则由RT规定的电流源决定的19。在CT的两端可得到一个从0.6V到3.5V变化的锯齿波，振荡频率可达350，可直接带负载。振荡器的
41、振荡频率由下式决定：本电路中选择,，283K.脚9是PWM比较器补偿信号输入端，在该端与引脚2之间接不用类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。在该电路中接入由10K的电阻和0.1F的电容构成的一阶微分电路。UC3525的振荡器通过外接时基电容和电阻产生锯齿波振荡，同时产生时钟脉冲信号，该信号的脉冲宽度与锯齿波的下降沿相对应。时钟脉冲作为由T触发器组成的分相器的触发信号，用来产生相位差为180度的一对方波信号。误差放大器是一个差分放大器，其功能是保证闭环反馈系统的调节精度。经差分放大的信号与振荡器输出的锯齿波电压分别加至PWM比较器的反相输入端和同相输入端，比较器输出的调制信
42、号经锁存后作为或非门电路的输入信号。通过脚11，脚14输出两路互差180度的PWM信号。接到主电路中用于控制主电路中开关管的开通和关断。 图124.1.3 总电路如图13所示为100W双管正激变换器的总的电路设计图，主电路采用双管正激变换器的基本拓扑，控制电路是以芯片UC3525为核心的电路。当反馈信号进入控制电路的引脚9，与控制电路芯片内部的基准电压比较后产生误差信号，同时UC3525的振荡器通过外接时基电容和电阻产生锯齿波振荡，并产生时钟脉冲信号，该时钟脉冲触发芯片内部的T触发器，产生相位差为180度的一对方波信号。经差分放大的信号与振荡器输出的锯齿波电压相比较，比较器输出的调制信号经锁存
43、后作为或非门电路的输入信号，通过脚11，脚14输出两路占空比相同，但相位互差180度的PWM信号。本设计中只要用到一路，故将脚14通过一个电阻接地。脚11输出的信号接至隔离变压器，通过该变压器的作用驱动开关管同时导通和关断。当脚11中产生脉冲信号后，先经过一个大约为50欧姆的电阻限流，并通过一个开关管接至隔离变压器原边的一端。该开关管是必不可少的，主要起到逻辑变换的作用。原边的另一端通过一个约为10欧姆的电阻接至约为15V的直流电源。该电阻起限流作用，否则变压器会由于电压过大而烧掉。隔离变压器的副边由两组绕组组成。 图13当脉冲信号到来时，经变压器变压后，一组绕组主要是和隔离变压器的磁复位电路
44、相连，以保证变压器在一次工作以后及时的磁复位，防止变压器磁饱和，使隔离变压器烧坏。另一组绕组上的电压经过一个齐纳二极管稳压，一个二极管滤波，以消除谐波分量，产生规则矩形脉冲，来控制开关管Q1、Q3,使其同时导通和关断，使其主电路正常工作，于是主电路的负载端工作，输出电压即反馈电压，经过限流后接至控制电路。这就是本设计的总的工作原理。4.2 Protel原理图制作1在Protel中选择进入一个新的设计项目，然后进入原理图编辑器编辑原理图2进行元件的封装：电阻选用AXIAL0.3，电容选择 RB.2/.4，二极管选用DIODE0.4，电位器选用VR1，芯片UC3525选用DIP16，开关管选用和三
45、极管一样的封装TO-5，电源选用polar0.8，由于两个变压器是自己设计的，必须自己设计封装，T2是隔离变压器，拟选用EE13，查手册有EE13，材质PBT，针粗0.6mm，2+2pin，针距10mm，排距8.5mm，方孔尺寸3.1*6.4mm，总高度12，根据这画出相关的封装形式，而T1采用ETD型号。画出相应的封装。3建立新的PCB文件，点击KEEPOUT进入禁止布线层，在编辑区中确定PCB板的尺寸。4在PCB中建立网络表，检查无错后，点击Execute按钮，将网络表与元件加载到电路板上。5自动布局，自动布局完后可手动适当的调整元件的位置,调整元件的标注使其美观。6按照设计的各种参数在规
46、定的布线区内布线电路板。该处设置在工作层中布线采用以水平为主。自动布线完后，可手工的调整布线使其美观,PCB板即设计完成。结论 本文着重于100W双管正激变换器的研究，在正激变换器的基础上分析了双管正激变换器的基本拓扑和工作原理，分析了双管正激变换器的几种工作模态。参考有关于UC3525的芯片的相关资料，得到了以UC3525为核心的控制电路，并根据经验值设计该芯片的外围电路，最后得出了100W双管正激变换器的设计。并根据做仿真的同学的结论选择合适的器件，得出完整的电路设计图。在此基础上利用PROTEL软件画出了原理图，并得出了PCB图。该电路具有结构简单、性能可靠、调节方便等优点。但由于本人知识欠缺，资料匮乏，未能焊出电路，无法进行调试并得出调试结果。