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1、精选优质文档-倾情为你奉上 论 文 题 目高效音频功率放大器设计学 校：长春理工大学指导教师姓名：白端元高效音频功率放大器 第一章 设计任务与要求 第一节：设计任务 设计并制作一个高效率音频功率放大器及其参数的测量、显示装置。功率放大器的电源电压为+5V（电路其他部分的电源电压不限），负载为8电阻。 第二节：设计要求 基本要求 功率放大器 a3 dB通频带为3003400Hz，输出正弦信号无明显失真。 b最大不失真输出功率1W。 c输入阻抗10k，电压放大倍数120连续可调。 d低频噪声电压(20kHz以下)10mV，在电压放大倍数为10、输入端对地交流短路时测量。 e在输出功率500mW时测
2、量的功率放大器效率(输出功率/放大器总功耗)50。 设计并制作一个放大倍数为1的信号变换电路，将功率放大器双端输出的信号转换为单端输出，经RC滤波供外接测试仪表用，如下图所示。图中，高效率功率放大器组成框图可参见本题第3项“说明”。 图1 系统组成框图 设计并制作一个测量放大器输出功率的装置，要求具有3位数字显示，精度优于5。 发挥部分 3dB通频带扩展至300Hz20kHz。 输出功率保持为200mW，尽量提高放大器效率。 输出功率保持为200mW，尽量降低放大器电源电压。 增加输出短路保护功能。 其他。 第三节 说明 采用开关方式实现低频功率放大(即D类放大)是提高效率的主要途径之一，D类
3、放大原理框图如下图所示。本设计中如果采用D类放大方式，不允许使用D类功率放大集成电路。 图2 D类放大原理框图 效率计算中的放大器总功耗是指功率放大器部分的总电流乘以供电电压(+5 v)，不包括“基本要求”中第(2)、(3)项涉及的电路部分功耗。制作时要注意便于效率测试。 在整个测试过程中，要求输出波形无明显失真。 第二章 方案论证与比较 根据设计任务的要求，本系统的组成方框图如图1所示。下面对每个框内电路的设计方案分别进行论证与比较。 第一节 高效率功率放大器 高效率功放类型的选择 方案一：采用A类、B类、AB类功率放大器。这三类功放的效率均达不到题目的要求。 方案二：采用D类功率放大器。D
4、类功率放大器是用音频信号的幅度去线性调制高频脉冲的宽度，功率输出管工作在高频开关状态，通过LC低通滤波器后输出音频信号。由于输出管工作在开关状态，故具有极高的效率。理论上为100，实际电路也可达到8095，所以我们决定采用D类功率放大器。 高效D类功率放大器实现电路的选择 本题目的核心就是功率放大器部分，采用何种电路形式以达到题目要求的性能指标，这是关键。 图3 脉宽调制器电路 脉宽调制器(PWM) 方案一：可选用专用的脉宽调制集成块，但通常有电源电压的限制，不利于本题发挥部分的实现。 方案二：采用图3所示方式来实现。三角波产生器及比较器分别采用通用集成电路，各部分的功能清晰，实现灵活，便于调
5、试。若合理的选择器件参数，可使其能在较低的电压下工作，故选用此方案。 高速开关电路 a. 输出方式 方案一：选用推挽单端输出方式(电路如图4所示)。电路输出载波峰-峰值不可能超过5V电源电压，最大输出功率远达不到题目的基本要求。 图4 高速开关电路 方案二：选用H桥型输出方式(电路如图5所示)。此方式可充分利用电源电压，浮动输出载波的峰-峰值可达10 V，有效地提高了输出功率，且能达到题目所有指标要求，故选用此输出电路形式。 图5 高速开关电路 b. 开关管的选择。为提高功率放大器的效率和输出功率，开关管的选择非常重要，对它的要求是高速、低导通电阻、低损耗。 方案一：选用晶体三极管、IGBT管
6、。晶体三极管需要较大的驱动电流，并存在储存时间，开关特性不够好，使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗较大；IGBT管的最大缺点是导通压降太大。 方案二：选用VMMOSFET管。VMOSFET管具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性，故选用高速VMOSFET管。 滤波器的选择 方案一：采用两个相同的二阶Butterworth低通滤波器。缺点是负载上的高频载波电压得不到充分衰减。 方案二：采用两个相同的四阶Butterworth低通滤波器，在保证20kHz频带的前提下使负载上的高频载波电压进一步得到衰减。 第二节 信号变换电路 由于采用浮动输出，要求信号变换电路具有双端变单端的功能，且增
7、益为1。 方案一：采用集成数据放大器，精度高，但价格较贵。 方案二：由于功放输出具有很强的带负载能力，故对变换电路输入阻抗要求不高，所以可选用较简单的单运放组成的差动式减法电路来实现。 第三节 功率测量电路 方案一：直接用A/D转换器采样音频输出的电压瞬时值，用单片机计算有效值和平均功率，原理框图如图6所示，但算法复杂，软件工作量大。 专心-专注-专业图 6 功率测量电路 方案二：由于功放输出信号不是单一频率，而是20 k Hz 频带内的任意波形，故必须采 用真有效值变换电路。此方案采用真有效值转换专用芯片，先得到音频信号电压的真有效值。再用A/D转换器采样该有效值，直接用单片机计算平均功率(
8、原理框图如图7所示)，软件工 作量小，精度高，速度快。 图 7 功率测量电路 第三章 主要电路工作原理分析与计算 第一节 D类放大器的工作原理 一般的脉宽调制D类功放的原理方框图如图 8 所示。图 9 为工作波形示意，其中(a)为 输入信号；(b)为锯齿波与输入信号进行比较的波形；(c)为调制器输出的脉冲(调宽脉冲)；(d)为功率放大器放大后的调宽脉冲；(e)为低通滤波后的放大信号。 图8 D类放大器的工作原理 图9 D类放大器的工作波形示意图 第二节 D类功放各部分电路分析与计算 (1)脉宽调制器 三角波产生电路。该电路我们采用满幅运放TLC4502及高速精密电压比较器LM311来实现(电路
9、如图10所示)。TLC4502不仅具有较宽的频带，而且可以在较低的电压下满幅输出，既保证能产生线性良好的三角波，而且可达到发挥部分对功放在低电压下正常工作的要求。 载波频率的选定既要考虑抽样定理，又要考虑电路的实现，选择150 kHz的载波，使用四阶BultterworthLC滤波器，输出端对载频的衰减大于60dB，能满足题目的要求，所以我们选用载波频率为150 kHz。 电路参数的计算：在5V单电源供电下，我们将运放5脚和比较器3脚的电位用R8调整为2.5 V，同时设定输出的对称三角波幅度为1 V(Vp-p2V)。若选定R10为100 k，并忽略比较器高电平时R11上的压降，则R9的求解过程
10、如下： 取R9为39 k。 图10 三角波产生电路 选定工作频率为f=150 kHz，并设定R7+R6=20k，则电容C3的计算过程如下: 取C4=220 pF，R7=10k，R6采用20 k可调电位器。使振荡频率 f 在150 kHz左右有较大的调整范围。 图11 比较器电路 比较器。选用LM311精密、高速比较器，电路如图11所示，因供电为5V单电源，为给V+=V-提供2.5V的静态电位，取R12=R15，R13=R14，4个电阻均取10 k。由于三角波Vp-p=2V，所以要求音频信号的Vp-p不能大于2V，否则会使功放产生失真。 前置放大器电路 如图12所示。设置前置放大器，可使整个功放
11、的增益从120连续可调，而且也保证了比较器的比较精度。当功放输出的最大不失真功率为1W时，其8上的电压Vp-p=8V，此时送给比较器音频信号的Vp-p值应为2V，则功放的最大增益约为4（实际上，功放的最大不失真功率要略大于1W，其电压增益要略大于4）。因此必须对输入的音频信号进行前置放大，其增益应大于5。 前放仍采用宽频带、低漂移、满幅运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器。选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻Ri10k的要求。同时，采用满幅运放可在降低电源电压时仍能正常放大，取V+=Vcc/2=2.5V，要求输入电阻Ri大于10k，故取R1=R2=51k，则Ri=51/2=25.
12、5k，反馈电阻采用电位器R4，取R4=20k，反相端电阻R3取2.4k，则前 置放大器的最大增益Av为 图 12 前置放大器电路 调整R4使其 4 .220 1 1 34 + = + = RR Av增益约为 8，则整个功放的电压增益从 032 可调。 考虑到前置放大器的最大不失真输出电压的幅值Vom2.5V，取Vom=2.0V，则要求输入 的音频最大幅度Vim(Vom/Av)=2/8=250mV。超过此幅度则输出会产生削波失真。 驱动电路 如图13所示。将 PWM 信号整形变换成互补对称的输出驱动信号，用 CD40106 施密特 触发器并联运用以获得较大的电流输出，送给由晶体三极管组成的互补对
13、称式射极跟随器驱动的输出管，保证了快速驱动。驱动电路晶体三极管选用2SC8050和2SA8550对管。 H桥互补对称输出电路 对VMOSFET的要求是导通电阻小，开关速度快，开启电压 图 13 驱动电路 图 14 H 桥互补对称输出及低通滤波电路小。因输出功率稍大于1W，属小功率输出，可选用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管，IRFD120和IRFD9120 VMOS对管的参数能够满足上述要求，故采用之。实际电路如图14所示。互补PWM开关驱动信号交替开启Q5和Q8或Q6和Q7，分别经两个4阶Butterworth滤波器滤波后推动喇叭工作。 低通滤波器 本电路采用4阶Butterw
14、orth低通滤波器(如图14)。对滤波器的要求是 上限频率20 kHz，在通频带内特性基本平坦。 采用了电子工作台(EWB)软件进行仿真，从而得到了一组较佳的参数：L1=22H，L2 47H，C1=l.68H，C2=1H。19.95 kHz处下降2.464 dB，可保证20 kHz的上限频率，且通带内曲线基本平坦；100 kHz、150 kHz处分别下降48 dB、62 dB，完全达到要求。 第三节 信号变换电路 电路要求增益为 1，将双端变为单端输出，运放选用宽带运放 NE5532，电路如图 15 所示。由于对这部分电路的电源电压不加限制，可不必采用价格较贵的满幅运放。由于功放的带负载能力很
15、强，故对变换电路的输入阻抗要求不高，选Rl=R2=R3=R4=20k。其增益为Av=R3/R1=20/20=1，其上限频率远超过20 kHz的指标要求。 图 15 信号变换电路第四节 功率测量及显示电路 功率测量及显示电路由真有效值转换电路和单片机系统组成。 真有效值转换器 选用高精度的 AD637 芯片(图 16)，其外围元件少、频带宽，精度 高于0.5。 图16 真有效值转换电路 单片机系统 本系统主要由 89C5l 单片机、可编程逻辑器件 EPM7128、A/D 转换器 AD574 和键盘显示接口电路等组成。 经AD637进行有效值变换后的模拟电压信号送A/D转换器AD574，由89C5
16、1控制AD574进行模/数转换，并对转换结果进行运算处理，最后送显示电路完成功率显示。其中EPM7128完成地址译码和各种控制信号的产生，62256用于存储数据的处理。 键盘显示电路用于调试过程中的参数校准输入，主要由显示接口芯片8279，44键盘及8位数码管显示部分构成。 软件设计 本系统用软件设计了特殊功能键，通过对键盘的简单操作，便可实现功率放大器输出功率的直接显示(以十进制数显示)，精确到小数点后 4 位，显示误差小于 4.5。 本系统软件采用结构化程序设计方法，功能模块各自独立。软件主体流程图如图17所示。 系统初始化：加电后完成系统硬件和系统变量的初始化。其中包括变量设置、标志位设
17、定、置中断和定时器状态、设置控制口的状态、设置功能键等。等待功能键输入：由键盘输入命令和校准参数。 控制测量：由单片机读取所设定的数值，进行数据的处理。 显示测量结果：AT89C51控制8279显示接口芯片，使用 8 位数码管显示测量的输出功率。 图17 软件主体流程图第五节 短路保护电路 短路(或过流)保护电路的原理电路如图18所示。0.1过流取样电阻与 8负载串联连接，对0.1电阻上的取样电压进行放大(并完成双变单变换)。电路由U1B组成的减法放大 器完成，选用的运放是NE5532。R6与R7调整为11 k，则该放大器的电压放大倍数为 图 18 短路保护电路 经放大后的音频信号再通过由D1
18、、C2、R10组成的峰值检波电路，检出幅度电平，送给 由LM393 组成的电压比较器“+”端，比较器的“-”端电 平设置为 5.1V，由R12 和稳压管 D6 组成，比较器接成迟滞比较方式，一旦过载，即可锁定状态。 正常工作时，通过0.1上的最大电流幅度Im=5/(8+0.1)=0.62A，0.1上的最大压降为62mV。经放大后输出的电压幅值为VimAv=62513.2V，检波后的直流电压稍小于此值，此时比较器输出低电平，Q1截止，继电器不吸合，处于常闭状态，5V电源通过常闭触点送给功放。一旦8负载端短路或输出过流，0.1上电流、电压增大，经过电压放大、峰值检波后，大于比较器反相端电压(5.1
19、V)，则比较器翻转为高电平并自锁，Q1导通，继电器吸合，切断功放5V电源，使功放得到保护。要解除保护状态，需关断保护电路电源。 为了防止开机瞬间比较器自锁，增加了开机延时电路，由R11、C3、D2、D3组成。D2的作用是保证关机后C3上的电压能快速放掉，以保证再开机时C3的起始电压为零。第六节 音量显示电路 音量显示电路由专用集成块TA7666P实现，通过多个发光二极管来直观指示音量的大小，电路如图19所示。图 19 音量显示电路 第四章 系统测试及数据分析第一节 测试使用的仪器 E51/L仿真机 VC201 型数字式万用表WD990电源 日立V-1065A100MHz示波器SGl643型信号
20、发生器 JH811晶体管毫伏表 PC机，P1000，128M内存 第二节 测试数据 最大不失真输出功率测试数据如下表所示： 通频带的测量 测试数据如下表所示由表看出通频带BW0.7fH20 kHz，满足发挥部分的指标要求。 效率的测量 测试数据如下表所示： 测量输出功率200mW时的最低电源电压测量结果：Vcc=4.12 V。 电压放大倍数的测量 增益变化范围为 031。 低频噪声电压的测量 噪声电压=8.1mV，满足10mV的指标要求。 功率测量显示电路性能测试 用公式Po=瑶/8计算理论功率，与测量结果进行比较，并对误差进行计算计算结果测量误差小于4.5。第三节 测量结果分析 功放的效率和
21、最大不失真输出功率与理论值还有一定差别，其原因有以下几个方面： a功放部分电路存在的静态损耗，包括PWM调制器、音频前置放大电路、输出驱动电路及H 桥输出电路。这些电路在静态时均具有一定的功率损耗，实测结果其 5V 电源的静态总电流约为30 mA，即静态功耗 P 损耗=530 =150 mW。那么这部分的损耗对总的效率影 响很大，特别对小功率输出时影响更大，这是影响效率提高的一个很重要的方面。 b功放输出电路的损耗，这部分的损耗对效率和最大不失真输出功率均有影响。此外，H桥的互补激励脉冲达不到理想同步，也会产生功率损耗。 c.滤波器的功率损耗，这部分损耗主要是由4个电感的直流电阻引起的。功率测
22、量电路的误差。这里有 1:1 变换电路的误差，真有效值转换电路的误差，A/D 转换器及软件设计带来的误差。尽管以上电路精度已很高，但每一部分的误差均不可避免， 此外，还有测量仪器本身带来的测量误差。 第五章 进一步改进的措施 第一节 尽量设法减小静态功耗 尽量减小运放和比较器的静态功耗。实测两个比较器(LM311)的静态电流约为 15 mA， 这部分损耗就占了静态损耗的一半功率。这是由于在选择器件时几个方面不能完全兼顾所 致。若选择同时满足几方面要求的器件，这部分的功耗是完全可以大幅度降低的。 我们选用的 VMOSFET 管的导通电阻还不是很小，若能换成导通电阻更小的 VM0SFET 管，则整
23、个功放的效率和最大不失真输出功率还可进一步提高。低通滤波器电感的直流内阻需进一步减小。第二节 尽量减小 动态功耗采用上面的第二和第三项措施即可。第六章 结束语 对于本系统设计，有些指标还有待于进一步提高。例如，在功放效率、最大不失真功率等方面还有较大的潜力可挖，这些都有待于我们通过对电路的改进和对元器件的最佳选择来进一步完善。 总 结历时三个多月的毕业设计即将结束了，在这短短三个月的时间里，在白端元老师的悉心指导下，顺利地完成了高效音频功率放大器的一种电路方案。振荡器产生的高频三角波与输入的低频模拟信号进行比较，输出典型的调宽波形（脉冲宽度调制），用该信号控制高速大功率开关对管的导通和截止，得
24、到PWM（脉冲宽度调制 ）功率信号，再经LC 低通滤波电路去除功率脉冲中的高频成分，保留低频（基波）成分，最终输出与输入信号成线性比例关系的低频功率信号。在设计过程中，系统地回顾了大学里所学过的各门专业课程，并加以融汇运用，从而更深刻地了解了所学知识，把握了自己的专业方向，同时在设计中也增长了不少见识，积累了许多实践经验，我想这对我以后的学习和工作都将受益无穷的。致 谢经过前期的大量准备及近一个月时间的专心写作，以及大量查阅资料我的毕业论文到今天接近尾声了，这也预示着我两年的大学生涯即将结束。依然清晰的记得考研时的那份执著，接到录取通知书时的那份兴奋，报到时的那份骄傲，今天，所有的一切都即将永
25、久的存入我的记忆中。两年里，潜移默化中，有太多的改变，我庆幸，生命中有了这样一段历程。提笔致谢，心存太多的感激感谢理工大学，向我敞开了胸怀，提供了我良好的学习平台，引导我积极的人生态度，培养我踏实的做事风格，在以后的人生路上，不断完善自己，提高自己，实现个人的价值，回报母校，回报社会。感谢我的导师，原谅我初来时的无知，在这次设计中对我细心的指导，在电路中耐心的给我分析与讲解，使我成功的完成了这次设计，从而在知识上给了我更深层次的加深，在做人上，给我积极地引导；在做事上，培养了我严谨的态度与执着的追求精神。感谢您在我的论文中的帮助及做人做事上积极的影响，我受益终身。感谢系里的老师，您们无私的知识
26、传授，拓展了我的知识视野。感谢我至亲至爱的同学，两年里，我们情同手足，在我需要的时候，给了我最温暖的问候与最无私的帮助，衷心地祝福你们，前程美好！感谢我的家人，多年来对我学业的全力支持！祝福家人健康快乐平安！ 在本文即将完成之际，谨向我的导师白端元老师在我学习期间给予我的帮助及参考文献的作者表示衷心的感谢，由于时间仓促，加之本人能力有限，本次论文中难免有不妥之处，望各位老师批评指正，深表谢意。 参考文献无线电2004年第2、3期 使用电子电路400例 何希才 电子工业出版社 新型实用电路精选指南陈伟鑫 电子工业出版社 电子线路设计。实验。测试谢自美 华中科技大学出版社 模拟电子技术基础 康华光 高等教育出版社