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1、精选优质文档-倾情为你奉上第17章 脉冲多普勒（PD）雷达William H.LongDavid H.MooneyWilliam A.Skillman17.1 特性和应用术语在本章中，脉冲多普勒（PD）一词适用于下列雷达：（1）雷达采用相参发射和接收，即发射脉冲和接收机本振信号都与一个高稳定的自激振荡器信号同步；（2）雷达的PRF足够高，距离是模糊的；（3）雷达采用相参处理来抑制主瓣杂波，以提高目标的检测能力和辅助进行目标识别或分类。应用PD主要应用于那些需要在强杂波背景下检测动目标的雷达系统。表17.1列出了PD的典型应用110和要求。虽然PD的基本原理也可应用于地面雷达，但本章主要讨论PD
2、在机载雷达中的应用。表17.1 PD的典型应用和要求雷达应用要求机载或空间监视探测距离远；距离数据精确机载截击或火控中等探测距离；距离和速度数据精确地面监视中等探测距离；距离数据精确战场监视（低速目标检测）中等探测距离；距离和速度数据精确导弹寻的头可以不要真实的距离信息地面武器控制探测距离近；距离和速度数据精确气象距离和速度数据分辨力高导弹告警探测距离近；非常低的虚警率脉冲重复频率PD雷达通常可分为两大类，即中PRF和高PRF的PD雷达11。在中PRF的PD雷达1214中，我们所关心的目标距离、杂波距离和速度通常都是模糊的。但在高PRF的PD雷达中15，只有距离是模糊的，而速度是不模糊的（或如
3、后面所讨论的最多只有一阶速度模糊）。在通常被称为动目标显示器（MTI）16的低PRF雷达中，人们所关心的距离是不模糊的，但速度通常是模糊的。尽管MTI雷达和PD雷达的工作原理是相同的，但通常并不把它也列入PD雷达。表17.2给出了MTI和PD雷达的比较。表17.2 MTI雷达和PD雷达的比较优 点缺 点MTI雷达低PRF1根据距离可区分目标和杂波；2无距离模糊；3前端STC抑制了副瓣检测和降低对动态范围的要求。1由于多重盲速，多普勒能见度低；2对慢目标抑制能力低；3不能测量目标的径向速度。PD雷达中PRF1在目标的各个视角都有良好的性能；2有良好的慢速目标抑制能力；3可以测量目标的径向速度；4
4、距离遮挡比高PRF时小。1有距离幻影；2副瓣杂波限制了雷达性能；3由于有距离重叠，导致稳定性要求高。PD雷达高PRF1在目标的某些视角上可以无副瓣杂波干扰；2惟一的多普勒盲区在零速；3有良好的慢速目标抑制能力；4可以测量目标的径向速度；5仅检测速度可提高探测距离。1副瓣杂波限制了雷达性能；2有距离遮挡；3有距离幻影；4由于有距离重叠，因此导致稳定性要求高。脉冲多普勒频谱PD雷达的发射频谱由位于载频f0和边带频率f0 i fR上的若干离散谱线组成。其中，fR为PRF；i为整数。频谱的包络由脉冲的形状决定。对常用的矩形脉冲而言，其频谱的包络是 (sinx)/x。固定目标的接收频谱谱线有正比于雷达平
5、台和目标之间视线或径向速度的多普勒频移。电磁波往返的多普勒频移为fd = (2VR/l)cosy0。式中，l为雷达波长；VR为雷达平台的速度；y0为速度矢量和目标视线之间的夹角。图17.1给出的是来自连续杂波（诸如地物回波或云雨杂波）和离散目标（诸如飞机、汽车、坦克等）回波的频谱。图17.1 水平运动平台的杂波和目标频谱图17.2给出了当雷达平台以速度VR水平移动时的无折叠频谱，即没有邻近脉冲重复频率谱线的频谱折叠。无杂波区是指那些不存在地物杂波的频谱区（中PRF通常不存在无杂波区）。宽度为4VR/l的副瓣杂波区包含由天线副瓣进入的地杂波功率，在某些区域其杂波功率可能低于噪声功率。位于f0+(
6、2VR/l)cosy0的主波束区，包含天线主波束及由速度矢量测得的扫描角y0扫过地面所产生的强回波。当主波束照射到雨或箔条云时，也会产生强的雨或箔条杂波。此外，由于风的影响，其频谱在频域上会发生位移或展宽。图17.2 无折叠频谱图（无杂波跟踪）若雷达平台的垂直运动速度为零，则由雷达平台正下方几乎垂直处的地面所产生的高度线杂波落在零多普勒频移上。由主波束返回的离散目标回波的频谱位于fT = f0+(2VR/l)cosy0+ (2VT/l)cosyT 。式中，VT为目标速度；yT为雷达目标视线和目标速度矢量之间的夹角。图17.2的频谱成分随距离的变化而变化，以后还将讨论。图17.3示出各种不同的杂
7、波多普勒频率区。它们是天线方位和雷达与目标之间相对速度的函数，再次说明是对无折叠频谱而言。纵坐标是目标速度的径向或视线分量，以雷达平台的速度为单位，因而主波束杂波区位于零速度处，而副瓣杂波区频率边界随天线方位成正弦变化。这就给出了目标能避开副瓣杂波的多普勒区域。例如，若天线方位角为0，则任一迎头目标（VTcosyT0）都能避开副瓣杂波；反之，若雷达尾追目标（yT = 180和y0 = 0），则目标的径向速度必须大于雷达速度的2倍方能避开副瓣杂波。无副瓣杂波区和副瓣杂波区还可以用如图17.4所示的目标视角来表示14。这里假设截击几何图为雷达和目标沿直线飞向一截获点。当雷达速度VR和目标速度VT给
8、定时，雷达观测角y0和目标的视角yT是常数。图的中心为目标，并且指向位于圆周上雷达的角度为视角。视角和观测角满足关系式VRsiny0=VTsinyT，是按截击航向定义的。迎头飞行时，目标的视角为0，尾追时则为180。对应于副瓣杂波区和无副瓣杂波区之间的边界视角是雷达-目标相对速度比的函数。如图17.4给出了4种情况。情况1是雷达和目标的速度相等，并且在目标速度矢量两侧、视角从迎头60都是能观测目标的无副瓣杂波区。同样，情况2情况4的条件是目标速度为雷达速度的0.8倍、0.6倍和0.4倍。在这三种情况中，能观测目标的无副瓣杂波区将超过相对目标速度矢量的视角，可达78.5。再次说明，上述的情况都假
9、设是在截击航路上。很明显，目标无副瓣杂波区的视角总是位于波束视角的前方。图17.3 杂波区和无杂波区与目标速度和方位的关系注意：高度线杂波区和主波束杂波区的宽度随条件而变，根据雷达平台速度矢量至天线口径视向或至目标视线的角度测得方位角，水平运行情况图17.4 无副瓣杂波区与目标视角的关系图模糊和PRF的选择PD雷达的距离或多普勒频率通常是模糊的或者二者都是模糊的。不模糊距离Ru为c/2fR。其中，c为光速；fR为PRF。如果被观测的最大目标速度是VTmax，则若想在速度上（大小和多普勒符号，即正的和负的）不模糊，那么最小的脉冲重复频率值fRmin为 （17.1）然而，某些PD雷达采用仅速度大小
10、上无模糊的PRF，即fRmin=2VTmax/l，并依靠在照射目标期间用多重PRF检测来解决多普勒符号上的模糊问题。如果过去的高PRF（没有速度模糊）雷达的定义扩展为可允许一个多普勒符号的速度模糊，则这些雷达可归属为高PRF类雷达。这种较低PRF不仅可保留高PRF在零多普勒频率附近只有一个盲速区的优点，而且还使目标距离测量变得容易。高PRF和中PRF之间的选择涉及许多考虑，如发射脉冲占空比限制、脉冲压缩可行性、信号处理能力、导弹照射要求等，但通常取决于目标全方位可检测性的需要。全方位覆盖要求具有良好的尾追性能，此时目标多普勒频率位于副瓣杂波区中并接近于高度线。在高PRF雷达中，距离折叠使距离维
11、几乎无清晰区，因此降低了目标的探测能力。若采用较低的或中PRF，则距离上的清晰区增大，但这是以高多普勒目标的速度折叠为代价的，而在高PRF时，它们位于无杂波区。例如，图17.5在距离-多普勒坐标上画出了杂波加噪声与噪声之比。其中，高度取6 000ft，PRF取12kHz。图中画出了主波束杂波、高度线杂波和副瓣杂波。距离坐标表示不模糊距离间隔Ru，频率坐标表示PRF间隔。由图可知，存在一个副瓣杂波低于热噪声且具有较好目标检测能力的距离-多普勒区。主波束杂波可用滤波器滤除。图17.5 在距离-多普勒空间上的杂波加噪声与噪声之比因为中PRF在距离和多普勒频率上杂波是折叠的，因此需要采用多重PRF来取
12、得令人满意的检测概率，以解决距离模糊和多普勒模糊。多重PRF通过移动无杂波区的相对位置以达到对目标的全方位覆盖。由于副瓣杂波通常覆盖人们感兴趣的多普勒频率区，因此低于噪声的副瓣杂波区和整个距离-多普勒空间之比是雷达高度、雷达速度和天线副瓣电平的函数。若采用高PRF波形，则由于在不模糊距离间隔内（假定目标多普勒仍然与副瓣杂波抗争）副瓣杂波折叠，因此距离清晰区也就没有了。然而，在如图17.3和17.4所示的无副瓣杂波的多普勒区中，目标的检测能力仅受限于热噪声，而与雷达高度、速度和副瓣电平无关。对那些最恶劣的主波束杂波情况而言，要求系统稳定边带远低于噪声。总之，尽管中PRF可提供全方位的目标覆盖，但
13、是目标在全方位上都要与副瓣杂波抗争，而用高PRF，目标在波束前方无副瓣杂波。基本组成图17.6是PD雷达的典型组成，采用在中央计算机控制下的数字信号处理结构，包括发射机抑制电路、主波束和独立的副瓣抑制电路及模糊解算器。雷达计算机在接收机载系统的输入（如惯导单元和操纵员控制指令）后，如同一位熟练的控制员那样完成对雷达的控制。它本身还包含跟踪回路、自动增益控制（AGC）滤波回路、天线扫描方式产生器及杂波定位和目标处理功能（如求质心）。此外，当雷达采用边扫描边跟踪方式时，计算机可完成多目标跟踪功能，而且还可完成雷达的自检和例行校准。为简单起见，图中仅给出搜索处理组成。收发开关在PD雷达中，收发开关通
14、常都是诸如环行器之类的无源器件，可在发射和接收之间将天线有效地切换。由于铁氧体环行器隔离度的典型值为2025dB，因此尚有相当大的能量耦合到接收机。接收机保护器（R/P）接收机保护器是一个快速响应的大功率开关，可防止由收发开关泄漏过来的大功率发射机输出信号损坏高灵敏度的接收机前端。为了使发射脉冲之后的距离门中的灵敏度降低减至最小，接收机保护器必须具有快速恢复的能力。射频衰减器射频（RF）衰减器不仅可抑制由R/P进入接收机的发射机泄漏（这就不会使接收机发生饱和，否则将延长发射机关机后的恢复时间），而且能控制进入接收机的输入信号电平。所接收到的信号电平始终保持在低于饱和电平。比较典型的方法是，在搜
15、索时采用杂波AGC，而在单目标跟踪时采用目标AGC，以防止假信号的产生而使性能降低。杂波定位通常，作为稳定本振一部分的压控振荡器（VCO）与主波束杂波差频后得到零频或直流。当杂波为直流时，就降低了对同相（I）和正交（Q）通道的幅度平衡和相位平衡的要求。这是因为由不平衡所导致的镜像将落于直流的附近，可以很容易地将它和主波束杂波一起滤除。发射脉冲抑制器接收机中频段提供的发射脉冲抑制器可进一步衰减发射机泄漏，是一种波门选通器件。信号处理通过正交混频，接收机的模拟输出信号下变频为基带（dc）信号。同相信号和正交信号经匹配滤波器滤波，由A/D变换为数字信号。A/D之后一般是延迟线杂波对消器和多普勒滤波器
16、组，为的是用来抑制主波束杂波和进行相参积累。图17.6 PD雷达的典型组成（注：*为选用）项滤波器组通常采用FFT来实现或当滤波器数较少时用离散傅里叶变换（DFT）来完成。合适的加权可用来降低滤波器的副瓣。I/Q合成近似形成FFT输出的电压包络，也可以用检波后积累（PDI），即每个距离门-多普勒滤波器的输出在几个相参周期内线性相加。PDI的输出再与恒虚警（CFAR）1720处理形成的检测门限比较。在CFAR电路之后是离散的副瓣抑制逻辑电路（这将在17.2节中讨论）及距离模糊和速度模糊解算器（如果需要的话）。最后的检测输出被送往雷达显示器和计算机。17.2 PD杂波概述来自各种散射体的杂波回波对
17、PD雷达的设计影响很大，同样也会影响对点目标的检测概率。这些杂波散射体包括地貌（地面和水面）、雨、雪和箔条。由于PD雷达通常所使用的天线具有一个高增益的主波束，所以当雷达俯视时，主波束杂波是雷达处理的最大信号。这也是使用中PRF和高PRF PD雷达的主要原因。窄波束将主波束杂波的频率范围限制在多普勒频谱的一个较小的频段内。天线方向图的其他部分由副瓣组成，产生副瓣杂波。这些杂波通常远小于主波束杂波，但却覆盖了很宽的频段。来自雷达正下方地面的副瓣杂波（高度线杂波）常常较大，这是因为地面在大入射余角时的反射系数大、地面的几何面积较大和地面的距离近。在副瓣杂波区中，只要杂波接近或是超过接收机噪声电平，
18、目标的测距性能都将下降。为了移动目标频谱（相对于杂波）可采用多重PRF，从而避免由于强杂波电平所产生的完全盲距或盲频。这种相对移动是距离和多普勒折叠产生的。若某个PRF使杂波和目标折叠到相同的距离和多普勒上，那么PRF只要有足够大的改变就能将目标和杂波分开。固定雷达的地物杂波当雷达相对于地面而言是固定的时，主波束杂波和副瓣杂波都是零多普勒频移，也就等于发射频率。只要有一部分主波束扫过地面，则与主波束杂波相比，副瓣杂波通常较小。如同在脉冲雷达中那样，杂波是可以计算的，然后作为PRF的函数在距离上折叠。运动雷达的地物杂波当雷达以速度VR运动时，杂波将发生频域扩展。图17.2是雷达做水平运动时的情况
19、。对于在距离和多普勒上都是模糊的中PRF雷达而言，图17.7画出了杂波在距离和多普勒上的折叠。雷达平台向右飞行，速度为1000kn，俯冲角为10。图中每个狭窄的环形区域是对所选定距离波门内的杂波产生影响的地面区域。5个双曲线状的狭窄条形区域是对所选定的多普勒滤波器中的杂波产生影响的区域。相交叉的阴影部分是对所选定距离波门-多普勒滤波器单元中的杂波产生影响的区域。每个区域所产生的杂波功率取决于指向该区域的天线增益和该区域的反射特性。主波束照射到位于地面轨迹左侧的椭圆形区域。由于整个椭圆形区域位于滤波器范围内，所以主波束杂波落在该滤波器中，而其他滤波器则接收到副瓣杂波。5个距离环与主波束椭圆形区域
20、相交，因此在这个距离门中的主波束杂波是上述这5个区域所接收到信号的矢量和。由于距离高度折叠，因此所有距离门内的杂波几乎相等。图17.7 距离波门和多普勒滤波区的平面图雷达高度为10 000ft；速度向右1000kn；俯冲角为10；雷达波长为3cm；PRF为15kHz；距离波门宽度为6.67ms；4波门；多普勒滤波器中心频率为2kHz；带宽为1kHz；波束宽度为5（环形）；主波束方位为20；俯角为5。如果主波束在方位上360扫描，则主波束杂波将在频域内扫描。所以主波束杂波在所选定的滤波器内将出现10次（每条双曲线区出现两次），其间，滤波器将接收到来自全部交叉阴影区的副瓣杂波。杂波回波：通用方程来
21、自距离R处，增量面积为dA的单块杂波区的杂波噪声比为 （17.2）式中，Pav为平均发射功率；l为工作波长；s0为杂波后向散射系数；Lc为杂波损耗因子；GT为杂波区方向的发射增益；GR为杂波区方向的接收增益；k为玻耳兹曼常数，等于1.3805410-23 W/（Hz/K）；Ts为系统噪声温度，单位为K；Bn为多普勒滤波器带宽。来自每个雷达分辨单元的杂波噪声比是式（17.2）的积分。其积分区域是地面上每个模糊单元的距离和多普勒范围2125。在某些简化条件下，积分可以用解析式表示25，但通常都采用数值积分。副瓣杂波如果下半球的天线方向图是已知的，则用式（17.2）可计算出每个距离门的完整杂波谱。在
22、系统设计之初，准确的增益函数是未知的，则可采用一种行之有效的的近似方法，即假设副瓣辐射具有各向同性，且增益为常数GSL。离散副瓣杂波对于诸如建筑物之类的地面大型物体（离散物体）的回波，经天线的副瓣进入接收机，并表现成好像是在主波束中的较小动目标的回波，这是机载PD雷达的一个固有特性。在中PRF雷达中，这是一个十分严重的问题，因为它通常希望具有全方位目标性能，而这些回波会与有用目标相抗争。在高PRF雷达中，几乎没有无副瓣杂波的距离区，所以多普勒频谱中的副瓣杂波区通常不做处理（因为在这些区域中，目标检测能力将严重下降）。进一步地说，在高PRF雷达中，特别是在较高的高度时，离散的副瓣杂波和离散的回波
23、的幅度在副瓣杂波区中是检测不到的。RCS为s的副瓣离散目标的视在RCS(sapp)等于sGSL2。其中，GSL为相对于主波束的副瓣增益。体积大的离散目标密度低，而小的则密度高。表17.3列出了它的一种模型。该模型中假设雷达的工作频率较高。显然，106 m2的离散目标极少见，105 m2也不常见，常见的是104 m2的离散目标。表17.3离散杂波模型雷达截面积（m2）密度（mile2）1060.011050.11041检测和消除由离散副瓣杂波产生的虚警有两种方法，即保护通道和检波后灵敏度时间控制（STC）。下面将分别加以讨论。保护通道保护通道的工作原理是通过比较两个并行接收通道的输出，其中一个与
24、主天线连接，另一个与保护天线连接，以判断接收的信号是来自主波束还是来自副瓣 2628。保护通道使用宽波束天线，理想上其天线方向图超过主天线的副瓣。两个信道的回波在同一个距离单元、同一个多普勒滤波器单元中进行比较。当在保护接收机中的副瓣回波较大时，副瓣回波被抑制（消除）；而主波束回波则通过，因为主通道接收的回波较大。图17.8是保护通道的方框图。CFAR电路后（在理想条件下，两个通道是相同的）有3个门限，即主通道门限、保护通道门限及主通道与保护通道信号比门限。这些门限的检测逻辑如图17.8所示。由于主通道和保护通道比较而产生的消隐将影响主通道的目标检测性能，因此影响的程度是门限设置的函数。门限设
25、置是由副瓣杂波引起的虚警与主通道检测性能损耗间的折中。图17.9是一个不起伏目标回波的例子。图中，纵坐标是最后输出的检测概率，横坐标是主通道中的信噪比（SNR）。如图17.10所示中的B2是保护通道SNR与主通道SNR之比。目标位于主波束时，B2值小；而在副瓣峰值时，B2值则大，约为0dB左右。在该例中，对主波束中目标而言，由于保护通道的消隐作用，因此检测性能损耗0.5dB。图17.8 双通道副瓣消隐器框图图17.8 双通道副瓣消隐器框图图17.9 采用保护通道的检测概率与信噪比之间的关系曲线图17.10 主天线和保护天线的方向图理想情况下，保护天线方向图增益在除主波束方向外的所有方向上都将超
26、过主天线方向图的增益，从而使雷达通过副瓣检测到的目标数最小。如果不是那样，则如图17.10所示的保护天线方向图上的副瓣峰点处目标回波将在主信道具有较大的检测概率，这将形成虚警。检波后STC消隐离散副瓣杂波的第二种方法是采用检波后STC29。其逻辑框图如图17.11所示。基本上，CFAR的输出数据将在距离上相关（解析）3次。每个相关器采用M/N准则来计算不图17.11 单通道副瓣消隐逻辑框图模糊距离。例如，8PRF要求输出3次检测。由于目标多普勒频率是模糊的，所以不使用多普勒相关。前两次相关的结果用于消隐后面各个距离相关器输出的离散副瓣回波。在此采用了3个距离相关器，其中A相关器用来解额定检测范
27、围（如10n mile）内的距离模糊。若超出此额定距离，则检测到离散副瓣回波的概率是很低的。B相关器则用于解同一个额定距离之外的距离模糊。但是，在目标进入B相关器之前，目标回波的幅度受一个随距离变化的门限（STC门限）的控制。在一个距离单元中，将A相关器和B相关器的相关结果进行比较，如果一个距离波门在A相关器中相关，而在B相关器不相关，则第3个相关器C将该距离波门消隐掉。相关器C用于解决所关心的最大作用距离内的距离模糊。图17.12说明了检波后STC处理的原理。图中画出了主波束目标回波和在副瓣中大离散目标与不模糊距离的关系图（意即距离模糊已经解决之后），还画出正常CFAR门限和STC门限与距离
28、的关系。很明显，在副瓣中的离散回波幅度低于STC门限，而在主波束中的回波幅度则高于门限，因而雷达能识别副瓣中的离散回波，并在输出端将离散回波消隐掉，并保留目标。图17.12 检波后STC电平主波束杂波由式（17.2），用交叉的阴影面积代替dA并在主波束内对所有的阴影面积相加的方法，可近似得到主波束杂波功率与噪声功率比30 （17.3）式中，求和边界为发射波束和接收波束的较小者顶端和底端边沿；qaz为方位半功率点波束宽度，rad；t为压缩后的脉冲宽度；a为杂波区的入射余角；其他术语与式（17.2）的相同。主波束杂波的滤波在采用数字信号处理的PD雷达中，抑制主波束杂波的方法有两种：其一是在多普勒滤
29、波器组前加延迟线杂波对消器；其二是使用具有低副瓣的滤波器组。无论哪种方法，其主波束杂波区附近的滤波器都被消隐，从而使主波束杂波的虚警最小。量化噪声和与滤波器加权损耗有关的设备复杂性间的折中确定了选择哪种方法。若使用对消器，则对滤波器的加权要求比仅用滤波器组要宽松些。这是因为，如果主波束杂波是最大的信号，则对消器降低了进入FFT的动态范围要求。若不采用对消器，则必须用较重的加权来降低副瓣电平，使主波束杂波的滤波器响应低于热噪声电平。这种加权增大了滤波器的噪声带宽，使信噪比损耗增大。DFT滤波器的改善因子31为 （17.4）式中，Ai为DFT权系数，0iN-1；N为DFT点数；sc为杂波频谱的标准
30、偏差；K为滤波器序号（K0为直流滤波器）；T为脉冲间间隔。与延迟线对消器的一般定义相比，滤波器的改善因子的定义是滤波器杂波输入总功率与滤波器剩余杂波功率之比。换句话说，如果杂波处于滤波器中心，且杂波谱宽减至零，则改善因子是滤波器输出的杂波功率与实际工作时滤波器输出的杂波功率之比3233。多尔夫-切比雪夫（Dolph-Chebyshew）加权的256点FFT的改善因子如图17.13所示。对滤波器组中的不同滤波器数而言，改善因子是杂波谱宽的函数。图17.13 滤波器改善因子与杂波谱宽的关系曲线如果主波束的指向低于水平方向，且从0方位角算起大于波束宽度，则由于雷达平台移动所产生的6dB杂波宽度Df为
31、 （17.5）式中，VR为雷达的对地速度；y0为相对于速度矢量的主波束角度；qB为3dB单程天线波束宽度，rad；l为波长。杂波瞬态抑制当用多个PRF测距法改变PRF时，或当用线性调频测距法改变调制斜率时，或当射频载波发生改变时，如果不做适当处理，则杂波回波的瞬态变化会引起雷达性能的降低34。由于在PD雷达中，杂波在距离上通常是模糊的，因而从远模糊距离上（一直到地平线）所接收到的杂波回波都会使每一个脉冲间周期（IPP）内的杂波功率增加。这种现象称谓“空间填充（space charging）”。注意，虽然在“填充”期间所接收到的杂波回波的数目增加，但是由于从不同地块返回的杂波回波的相位关系是随机
32、的，所以杂波回波信号的矢量与实际相比可能减小。如果采用杂波对消器，则在“空间填充”完成之前，对消器的输出不可能达到稳态值。因此，在信号送往滤波器组之前必须留有过渡时间，所以每次观测可得到的相参积累时间等于总观测时间减去“空间填充”时间和瞬态过渡时间。用稳定的输入值给对消器进行“预填充”可消除过渡时间35。其方法是通过改变对消器的增益，使所有延迟线均在第一个脉间周期内达到稳态值。若不采用对消器，则在完成“空间填充”后信号就可送往滤波器组，因而相参积累时间就等于总观测时间减去“空间填充”时间。高度线杂波的滤波机载脉冲雷达正下方地面的反射回波称为高度线杂波。由于平坦地形、大几何面积和离雷达较近的地面
33、都是镜面反射，因而这种回波信号能够非常大。它们位于PD频谱的副瓣杂波区内。由于高度线杂波比漫散的副瓣杂波大很多，而且频谱宽度也较窄，因此通常可采用以下两种方法来滤除：其一是使用可防止检测高度线杂波专用的CFAR电路；其二是使用航迹消隐器除去最后输出的高度线杂波。后一种方法采用闭环跟踪装置确定高度线杂波附近的距离和速度波门，并消隐掉那些受影响的距离-多普勒区域。17.3 时间波门接收机的时间波门可消隐发射机的泄漏和其噪声边带，消除与信号抗争的过量接收机噪声，可用做目标跟踪的距离波门和进行真实的距离测量，当然是在可以解决模糊的情况下。发射脉冲的抑制在时间上将发射机的泄漏消隐掉是PD系统胜出CW系统
34、的一个主要优点，因而，接收机灵敏度就不会因为饱和效应或发射机的噪声边带而降低。谐波频率要特别注意防止在系统的输出端出现假信号。例如，如果一部30MHz中频接收机，选通波门的PRF为110kHz，则波门瞬态的第272次谐波频率是29.92MHz，而第273次谐波是30.03MHz。这两个谐波分量都处于多普勒通带内，因而也会出现在输出端。虽然波门瞬态的高阶谐波分量相对较小，但是由于波门出现在接收机的前端，所以该分量与信号相比可能较大。波门和同步解决波门谐波问题的一种方法是采用平衡选通波门电路和使中频通带与PRF同步。这样，PRF谐波全部落于有用通带之外。另一种解决方法是将杂波频率差频为PRF的倍数
35、，从而将PRF谐波与杂波一起被滤除。但是，不管是哪种方法均不能用于变PRF雷达系统，除非PRF的离散跳变是精确已知的。虽然PRF和中频通带通常都必须同步，但并不要求它们在射频上同步。有害的谐波是高次的，因此其幅度非常小。此外，通常用中频波门选通电路可进一步降低射频波门的瞬时响应。发射机泄漏由于整个发射机消隐电路所要求的通断比是相当大的（它要比在没有很大插入损耗的射频端所能容易获得的通断比还要大），因此，通常射频消隐和中频消隐系统是相结合的。如果用零多普勒滤波器可滤除发射泄漏，则通过消隐电路的发射泄漏的大小可和主波束杂波的大小相当。反之，若无此滤波，则发射泄漏必须是噪声功率的几分之一。距离波门距
36、离波门能消除一些与信号抗争的接收机噪声，并可实现目标跟踪和距离测量。距离波门与发射脉冲抑制非常相似。在一个单信道、占空比为0.5的系统中，一个脉冲抑制电路就可完成上述两种功能。多距离波门系统也一样，如果一个电路要同时完成这功能，为了脉冲抑制则通断比必须适当。然而，若采用两个电路来实现，则距离波门不需如此多的抑制。17.4 解距离模糊在高PRF多普勒雷达中可使用多种测距方法，而在中PRF雷达中只能使用多重离散的PRF测距。高PRF测距在高PRF系统中，解距离模糊是通过调制发射信号和观测回波中调制的相移来实现的。调制的方法包括连续或离散地改变PRF、射频载波的线性或正弦调频或其他形式的脉冲调制，如
37、脉宽调制（PWM）、脉冲位置调制（PPM）或脉冲幅度调制（PAM）。在这些调制方法中，由于遮挡和跨接导致接收调制被限幅（这将在17.7节讨论），脉宽调制和脉位调制有很大的误差，且脉冲幅度调制在接收机和发射机中都难以实现。因此，在这里不做进一步地讨论。多重离散的PRF测距若用几个（通常为两个或3个）固定的PRF来测距，则首先应相继测量每个PRF的模糊距离，然后通过比较测量结果来消除距离模糊3637。图17.14说明了在高PRF系统中，使用两重PRF测距的原理。该系统使用的两个PRF必须有相同的公约数频率1/Tu。如果发射的脉冲串在重合检波器中进行比较，就能得到公约数频率。与此相似，若接收波门也在
38、重合检波器中进行比较，则由目标距离延迟Tr而引起的时延公约数频移同样可以得出。用这两组重合脉冲测得的时间延迟就能得出真实的目标距离。三重PRF系统的原理与此类似，其优点是增大了可实现的不模糊距离。图17.14 两重PRF测距原理在监视雷达中，可使用多个接收机波门来检测出现在脉冲间隔内的任何目标。图17.15中的波门间隔ts、波门宽度tg和发射脉宽tt等全部都是不相同的。它说明了在一般情况下波门间隔的常用处理方法，若选择tgts，则可降低距离门跨接损耗，但增大了距离幻影的概率；若选择tt = tg，则可使测距性能最优。图17.15 在脉冲间周期中3个距离波门等间隔的例子多重PRF间的比值通常是非
39、常接近的素数m1，m2和m3，见表17.4。因此，如果一个三PRF系统采用距离波门时钟频率fc=1/ts的7、8和9次分频作为它们的PRF，则所得到的不模糊距离是单独使用中间一个PRF时的7963倍。表17.4 多重PRF测距参数项目两重PRF三重PRF测距参数：m1m2m3m1 , m2m1 , m2 , m3距离波门通道数目m1-1m1-1PRFfR11/m1ts1/m1tsfR2(fR3fR2fR1fRmin)1/ m2ts1/ m2tsfR31/ m3ts不模糊距离（Rmax）m2c/2fR1m2m3c/2fR1发射机占空比, dtt fR2tt fR3最高与最低PRF之比m1/m2m
40、1/m3注：m1，m2，m3必须互为素数；tt为发射脉宽；tg为距离波门宽度；tb为接收机恢复引起的消隐宽度；ts为距离波门间隔；fc1/ts为距离波门时钟频率。对于m1，m2，m3为相邻整数的情况，图17.16画出了最大不模糊距离和最小脉冲重复频率fRmin、测距参数m1的函数关系。通常希望m1在850之间，所以两重PRF系统的不模糊距离是十分有限的，但三重PRF系统却能提供很大的不模糊距离。影响m1选择的考虑如下：图17.16 两重和三重PRF测距系统的不模糊距离与测距参数m1-1、PRF最小值间的关系m1,m2,m3是相邻的整数，m1是奇数。（1） 为了使硬件设备尽可能少，应采用小的m1
41、值，因为要处理的最大距离波门数是m1-1；（2）对于三重PRF系统而言，至少在一个PRF内的遮挡概率为3/m1，因为如果任何一个PRF都发生遮挡就不能测量目标的距离，因此m1至少要大于或等于8；（3）要获得大的不模糊距离，应采用大的m1值；（4）要获得好的距离分辨力，则应采用小的tt，然而小的tt所要求的m1值较大（在波束扫过目标期间，目标距离的变化又限制了tt的最小值）；（5）为使发射机占空比最小和各PRF间发射机平均功率的变化率最小，m1值应较大。在边搜索边测距的雷达系统中，中国余数定理是从几个模糊测量中计算出实际距离的一种方法38。余数定理可由3个模糊距离单元数A1，A2，A3（对两重P
42、RF系统而言，则为两个模糊距离单元数）直接计算出真实距离值单元数RC（单元数是以脉冲宽度为单位表示的距离，其值从0mi-1）。对三重PRF系统而言，此定理可表示成同余式 （17.6）满足式（17.6）的RC最小值等于括号内的项被m1m2m3整除后的余数。因此，0RC m1m2m3。常数C1，C2，C3与m1，m2，m3的关系同余式为C1b1m2m31mod（m1） （17.7）C2b2m1m31mod（m2） （17.8） C3b3m1m21mod（m3） （17.9）式中，b1为最小的正整数，b1乘上m2m3再除以m1的余数为1（其他bi与此相似）。一旦m1，m2，m3值选定后，便可根据C值
43、和目标的模糊距离单元数（A1，A2，A3）来计算被检测目标的距离。例如，如果m1 = 7，m2 = 8，m3 = 9，则b1 = 4，b2 = 7，b3 = 5，距离RC(288A1+441A2+280A3)mod（504）。若目标在发射脉冲后的第一个距离波门中，则A1=A2=A3=1，RC=(288+441+280) mod(504) =1。代替中国余数定理的其他方法有使用硬件实现的相关器或采用特殊用途的计算机。这些设备接收所有PRF的探测结果，然后输出两次或三次相关的所有结果。连续可变PRF测距在单目标跟踪雷达中，距离模糊问题可通过变化PRF来解决，它使目标回波落于脉冲间周期的中心，可采用
44、0.3330.5的高占空比。距离R可用下式计算 （17.10）由于导数测量误差，这种测距方法精度低。其的优点是目标回波永远不会被发射脉冲遮挡，因此提高了雷达的目标跟踪性能。缺点是PRF的谐波分量会以假信号的形式出现在多普勒频带内。线性载波调频载波的线性频率调制可用于测距，特别是在边搜索边测距的雷达中。这种使用调制和解调方法来获取目标距离的原理和连续波雷达测距的原理相同，但它发射的仍是脉冲信号。假设波束扫过目标的驻留时间可分为两个阶段：第一个阶段，雷达不发射调频脉冲，测量目标的多普勒频移；第二个阶段，雷达发射信号的频率以变化率沿一个方向线性变化。在至目标的往返期间，本振的频率已经发生变化，因而，
45、目标回波除了有多普勒频移外，还有与距离成正比的频移。求出这两个阶段中目标回波的频率差Df，则目标距离R可用下式计算，即 （17.11）若天线波束宽度内不止有一个目标，则在一个驻留时间内仅有两种频率调制阶段的问题会产生距离幻影。例如，当两个目标出现在不同多普勒频率时，频率调制期间所观测到的两个频率不能不模糊地和两个无频率调制期间所观测到的两个频率配对。因此，典型的高PRF的边搜索边测距应采用三阶段调频方案，即无频率调制阶段、频率上升调制阶段和频率下降调制阶段。从这3个阶段选择回波求距离，它们应满足的关系为 （17.12） （17.13）式中，f0，f1和f2分别为上述3个阶段的观测频率。然后，由
46、式（17.11）可得到目标的距离，式中， （17.14）图17.17是它的一个例子。目标AB距离（n mile）1020多普勒频率（kHz）2129调频频移（kHz）36观测频率f0，无频率调制（kHz）2129f1，上升调频（kHz）1823f2，下降调频（kHz）2435满足式（17.12）的可能的频率组合f1f0f22f0f1+f2能否测距距离（n mile）1821244242能101821354253不能1829355853不能2329355858能20图17.17 3种斜率频率调制测距举例有两个目标（A和B）；频率调制斜率24.28MHz/s。如果波束照射目标驻留期间遇到不止两个目标，则也会出现幻影回波