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1、精选优质文档-倾情为你奉上湖南工程学院课 程 设 计 任 务 书课程名称 电力电子技术 题 目 升压斩波电源设计 专业班级 电气工及其自动化 学生姓名 王振林 学号 5 指导老师 颜渐德 审 批 谢卫才 任务书下达日期 2010 年 5 月 17 日设 计 完成日期 2010 年 5 月 28 日 设计内容与设计要求输入直流电源：24V10%直流输出电压：320V 电压在电流额定值之内保持不变直流输出电流额定值10A一设计内容选择一个单片机构成一个系统斩波电路的选择IGBT电流、电压额定的选择电力二极管，电抗器电感值的计算保护电路的设计触发电路的设计画出完整的主电路原理图和控制电路原理图写出控
2、制流程列出主电路所用元器件的明细表二设计要求1. 给出整体设计框图，画出系统的完整的原理图(用protel99软件绘制)；2. 说明所选器件的型号，参数。给出具体电路画出电路原理图； 说明书格式1. 课程设计封面；2. 任务书；3. 说明书目录；4. 设计总体思路，基本原理和框图；5. 相关计算及器件选型;6. 电路设计；7. 总结与体会；8. 附录；9. 参考文献；10. 课程设计的原理图。进度安排十二周星期一：下达设计任务书，介绍课题内容与要求；十二周星期一十二周星期五：查找资料，确定设计方案，画出草图。十三周星期一上午星期二下午：电路设计，打印出图纸。 星期三：书写设计报告；星期四：书写
3、设计报告；星期五：答辩。参考文献电力电子技术 王兆安 机械工业出版社2康华光,陈大钦.电子技术基础(第四版). 北京: 高等教育出版社,19983张义和.Protel DXP电路设计快速入门.北京:中国铁道出版社,20034 张乃国电源技术北京：中国电力出版社，19985何希才新型开关电源设计与应用北京：科学出版社，2001摘要本设计是基于SG3525芯片为核心控制的PWM升压斩波电路（Boost chopper）.设计由Matlab仿真和Protel两大部分构成。Matlab主要是理论分析，借助其强大的数学计算和仿真功能可也很直观的看到PWM控制输出电压的曲线图。通过设置参数分析输出与电路参
4、数和控制量的关系。第二部分是电路板，它可以通过Protel设计完成，其中Protel原理图设计系统以其分层次的设计环境，强大的元件及元件库的组织功能，方便易用的连线工具，强大的编辑功能设计检验，与印制电路板设计系统的紧密连接，自定义原理图模板高质量的输出等等优点，和丰富的设计法则，易用的编辑环境，轻松的交互性手动布线，简便的封装形式的编辑及组织，高智能的基于形状的自定布线功能，万无一失的设计检验等印制电路板设计系统的优点，使其在我们学生选用PCB电路板设计软件中占了绝大部分比重。本设计也采用Protel设计原理图，和进行PCB板布线。它是本设计从理论到实际制作的必进途径，通过设定相应的规则，足
5、以满足设计所要求的规定。引 言直流斩波电路作为将直流电变成另一种固定电压或可调电压的 DC-DC 变换器 ,在直流传动系统、充电蓄电电路、开关电源、电力电子变换装置及各种用电设备中得到普通的应用.随之出现了诸如降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路、复合斩波电路等多种方式的变换电路 . 直流斩波技术已被广泛用于开关电源及直流电动机驱动中，使其控制获得加速平稳、快速响应、节约电能的效果。全控型电力电子器件IGBT在牵引电传动电能传输与变换、有源滤波等领域得到了广泛的应用。但以 IGBT为功率器件的直流斩波电路在实际应用中需要注意以下问题:（1）系统损耗的问；（2）栅极电阻；（3）驱动电路实现
6、过流过压保护的问题。1. 逆变电源工作原理1.1 DC/AC变换采用单相输出，全桥逆变形式，为减小逆变电源的体积，降低成本，输出使用工频LC滤波。由4个IRF740构成桥式逆变电路，IRF740最高耐压400V，电流10A，功耗125W，利用半桥驱动器IR2110提供驱动信号，其输入波形由SG3524提供，同理可调节该SG3524的输出驱动波形的D50，保证逆变的驱动方波有共同的死区时间。 IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，兼有光耦隔离和电磁隔离的优点，同时还具有快速完整的保护功能，可以提高控制系统的可靠性，减
7、少电路的复杂程度。是中小功率变换装置中驱动器件的首选。LO（引脚1）:低端输出 COM（引脚2）:公共端 Vcc（引脚3）:低端固定电源电压 Nc（引脚4）: 空端 Vs（引脚5）:高端浮置电源偏移电压 VB (引脚6):高端浮置电源电压 HO（引脚7）:高端输出 Nc（引脚8）: 空端 VDD（引脚9）:逻辑电源电压 HIN（引脚10）: 逻辑高端输入 SD（引脚11）:关断 LIN（引脚12）:逻辑低端输入 Vss（引脚13）:逻辑电路地电位端，其值可以为0V Nc（引脚14）:空端 IR2110的内部结构和工作原理框图如图6所示。图中HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱
8、动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，在实际电路里，该端接用户的保护电路的输出。HO和LO是两路驱动信号输出端，驱动同一桥臂的MOSFET。IR2110的自举电容选择不好，容易造成芯片损坏或不能正常工作。VB和VS之间的电容为自举电容。自举电容电压达到8.3V以上，才能够正常工作，要么采用小容量电容，以提高充电电压，要么直接在VB和VS之间提供1020V的隔离电源，本电路采用了1F的自举电容。为了减少输出谐波，逆变器DC/AC部分一般都采用双极性调制
9、，即逆变桥的对管是高频互补通和关断的。1.2逆变桥逆变：逆变桥部分，采用IGBT作为功率开关管。由于IGBT寄生电容和线路寄生电感的存在，同一桥臂的开关管在开关工作时相互会产生干扰，这种干扰主要体现在开关管门极上。如图3实际电路中，IR2110的输出推挽电路,这个电压尖刺幅值随母线电压VB、VS和负载电流的增大而增大，可能达到足以导致T2瞬间误导通的幅值，这时桥臂就会形成直通，造成电路烧毁。同样地，当T2开通时，的门极也会有电压尖刺产生。带有门极关断箝位电路的驱动电路通过减小RS和改善电路布线可以使这个电压尖刺有所降低，但均不能达到可靠防止桥臂直通的要求。本文将提出一种门极关断箝位电路，通过在
10、开关管驱动电路中附加这种电路，可以有效地降低上述门极尖刺。门极关断箝位电路由MOSFET管MC1和MC2,MC1门极下拉电阻RC1和MC2门极上拉电阻RC2组成。实际上该电路是由MOSFET构成的两级反相器。当MC1门极为高电平时，MC1导通，MC2因门极为低电平而关断，不影响功率开关管的正常导通；当MC1门极为低电平时，MC1关断，MC2因门极为高电平而饱和导通，从而在功率开关管的门极形成了一个极低阻抗的通路，将功率开关管的门极电压箝位在0V，基本上消除了上文中提到的电压尖刺。在使用这个电路时，要注意使MC2D、S与功率开关管GE间的连线尽量短，以最大限度地降低功率开关管门极寄生电感和电阻。
11、在电路板的排布上，MC要尽量靠近功率开关管，而MC1,RC1和RC2却不必太靠近MC2，这样既可以发挥该电路的作用，也不至于给电路板的排布带来很大困难。可以看到在门极有一个电压尖刺，这个尖刺与门极脉冲的时间间隔刚好等于死区时间，由此可以证明它是在同一桥臂另一开关管开通时产生的。此时电压尖刺基本消除。通过实验验证，该电路确实可以抑制和消除干扰，有一定的使用价值，可以提高电路的可靠性2. 单相交流调压工作原理2.1 主电路工作原理假设L值、C值很大，V通时，E向L充电，充电电流恒为I1，同时C的电压向负载供电，因C值很大，输出电压uo为恒值,记为Uo。设V通的时间为ton，此阶段L上积蓄的能量为E
12、I1ton()offotIEU1-V断时，E和L共同向C充电并向负载R供电。设V断的时间为toff，则此期间电感L释放能量为稳态时，一个周期T中L积蓄能量与释放能量相等 （1-1）化简得： （1-2），输出电压高于电源电压，故称升压斩波电路。也称之为boost chooper变换器。升压比，调节其即可改变Uo。将升压比的倒数记作，即。b和导通占空比，有如下关系： （1-3）因此，式（1-2）可表示为 （1-4）升压斩波电路能使输出电压高于电源电压的原因： L储能之后具有使电压泵升的作用 电容C可将输出电压保持住3.2 IGBT驱动电路选择 IGBT的门极驱动条件密切地关系到他的静态和动态特性。
13、门极电路的正偏压uGS、负偏压-uGS和门极电阻RG的大小，对IGBT的通态电压、开关、开关损耗、承受短路能力及du/dt电流等参数有不同程度的影响。其中门极正电压uGS的变化对IGBT的开通特性，负载短路能力和duGS/dt电流有较大的影响，而门极负偏压对关断特性的影响较大。同时，门极电路设计中也必须注意开通特性，负载短路能力和由duGS/dt电流引起的误触发等问题。根据上述分析，对IGBT驱动电路提出以下要求和条件： (1)由于是容性输出输出阻抗；因此IBGT对门极电荷集聚很敏感，驱动电路必须可靠，要保证有一条低阻抗的放电回路。(2)用低内阻的驱动源对门极电容充放电，以保证门及控制电压uG
14、S有足够陡峭的前、后沿，使IGBT的开关损耗尽量小。另外，IGBT开通后，门极驱动源应提供足够的功率，使IGBT不至退出饱和而损坏。(3)门极电路中的正偏压应为+12+15V；负偏压应为-2V-10V。 (4)IGBT 驱动电路中的电阻RG对工作性能有较大的影响，RG较大，有利于抑制IGBT 的电流上升率及电压上升率，但会增加IGBT 的开关时间和开关损耗；RG较小，会引起电流上升率增大，使IGBT 误导通或损坏。RG的具体数据与驱动电路的结构及IGBT 的容量有关，一般在几欧几十欧，小容量的IGBT 其RG值较大。(5)驱动电路应具有较强的抗干扰能力及对IGBT 的自保护功能。IGBT 的控
15、制、驱动及保护电路等应与其高速开关特性相匹配，另外，在未采取适当的防静电措施情况下，IGBT的GE极之间不能为开路。IGBT驱动电路分类驱动电路分为：分立插脚式元件的驱动电路；光耦驱动电路；厚膜驱动电路；专用集成块驱动电路。本文设计的电路采用的是专用集成块驱动电路。 IGBT驱动电路分析随着微处理技术的发展(包括处理器、系统结构和存储器件)，数字信号处理器以其优越的性能在交流调速、运动控制领域得到了广泛的应用。一般数字信号处理器构成的控制系统， IGBT驱动信号由处理器集成的PWM模块产生的。而PWM接口驱动能力及其与IGBT的接口电路的设计直接影响到系统工作的可靠性。因此本文采用SG3525
16、设计出了一种可靠的IGBT驱动方案。2.4 最优参数选择OOEOOE图 3-1 电流连续图 3-2 电流断续当IGBT处于导通时，得 ( 1 - 6 )设的初值为，解上式得 ( 1 7 )当IGBT处于关断时，设电动机电枢电流为，得 ( 1 8 )设的初值为，解上式得 ( 1 9 )当电流连续时，从图 3-2 的电流波形可看出，=时刻=，=时刻=，由此可得 ( 1 10 ) ( 1 11 )故由上两式求得： ( 1 12 ) ( 1 13 )把上面两式用泰勒级数线性近似，得 ( 1 14 )该式表示了L为无穷大时电枢电流的平均值，即 ( 1 15 )当电流断续时的波形如图 3-2所示。当=0时
17、刻 =0，令式 （1-10）中=0即可求出，进而可写出的表达式。另外，当=时，=0，可求得持续的时间，即 ( 1 16 )当时，电路为电流断续工作状态，是电流断续的条件，即 ( 1 17 )根据上式可对电路的工作状态做出判断。该式也是最优参数选择的依据。二、硬件实验2.1 硬件电路2.1.1 整流电路本设计采用桥式电路整流：由四个二极管组成一个全桥整流电路. 对整流出来的电压进行傅里叶变换得，由整流电路出来的电压含有较大的纹波，电压质量不太好，故需要进行滤波。本电路采用RL低通滤波器（通过串联一个电感，滤除电流的高次谐波，并联一个电容滤除电压的高次谐波），以减小纹波。Protel原理图如下图4
18、所示：图 4 protel原理图输入端接220V、50Hz的市电，进过变压器T1（原线圈/副线圈为4/1）后输出55V、50Hz。当同名端为正时D2、D5导通，D3、D4截止，电压上正下负。当同名端为负时D2、D5截止，D3、D4导通，电压同样是上正下负，从而实现整流。电感具有电流不能突变，通直流阻交流特性，因此串联一个电感可以提高直流电压品质。而电容具有电压不能突变，通交流阻直流特性，因此并联一个大电容可以滤除杂波，减小纹波。结合两种元器件的特性，组成上图整流电路，可以得到比较理想的直流电压（幅值为50V左右）。2.1.2 斩波信号产生电路 此电路主要用来驱动IGBT斩波。产生PWM信号有很
19、多方法，但归根到底不外乎直接产生PWM的专用芯片、单片机、PLC、可编程逻辑控制器等本电路采用直接产生PWM的专用芯片SG3525.该芯片的外围电路只需简单的连接几个电阻电容，就能产生特定频率的PWM波，通过改变IN+输入电阻就能改变输出PWM波的占空比，故在IN+端接个可调电阻就能实现PWM控制。为了提高安全性，该芯片内部还设有保护电路。它还具有高抗干扰能力，是一款性价比相当不错的工业级芯片。为了减少不同电源之间的相互干扰，SG3525输出的PWM经过光电耦合之后才送至驱动电路。其电路图如下图 5所示：工作原理：通过R2、R3、C3结合SG3525产生锯齿波输入到SG3525的振荡器。其产生
20、的PWM信号由OUTA、OUTB输出，调节R7可以改变占空比。输出的PWM信号通过二极管D6、D7送至光电耦合器U2，光耦后通过驱动电路对信号进行放大。放大后的电压可以直接驱动IGBT。此电路具有信号稳定，安全可靠等优点。因此他适用于中小容量的PWM斩波电路。2.1.3 斩波电路本设计为直流升压斩波（boost chopper）电路，该电路是本系统的核心。应为输出电压比较大，故斩波器件选用能够承受大电压和导通内阻小，开关频率高，开关时间小的大功率IGBT管。原理图如下图6所示：图 6 主电路仿真图左边接经整流之后的50V电压。右边为斩波电压输出，J2为测试点。V-G为SG3525输出的PWM斩
21、波信号。Q1为IGBT，D1为电力二极管，L2为电感，C1为电容，R1为负载。原理分析：首先假设电感L值很大，电容C值也很大。当V-G为高电平时，Q1导通，50V电源向L2充电，充电基本恒定为,同时电容C上的电压向负载R供电，因C值很大，基本保持输出电压为恒值，记为。设V处于通态的时间为，此阶段电感L上积储的能量为。当V处于段态时E和L共同向电容C充电，并向负载R提供能量。设V处于段态的时间为，则在此期间电感L释放的能量为。当电路工作于稳态时，一个周期T中电感L积储的能量于释放的能量相等，即 （2-1）化简得 （2-2）上式中的，输出电压高于电源电压。式（2-1）中为升压比，调节其大小即可改变
22、输出电压的大小。2.1.4 总原理图图形如下图7所示。其中J1为市电插口，P1接15V驱动,P2为驱动IGBT的PWM信号T1为变压器，将220 V市电转换成频率不变的55V交流电（题目要求整理输出50V，由于元器的阻抗会分压，故把输入电压提高5 V，此时变压器变比为T1：T2=4:1）。变压器变压后输入到由D2、D3、D4、D5四个整流二极管组成的整流电路输入端 。经整流后电压含有较大的纹波，故通过L1、C2组成的LC低通滤波器进行滤波。滤波后输出的电压就比较平滑了。接下来就是由电感L2、斩波器件IGBT Q1，电力二极管D1、电容C1组成的升压斩波电路（Boost Chopper）.改变驱
23、动信号PWM的占空比就可以调节输出到负载R1两端电压，J2是负载两端的电压测试点，接至示波器就可以看到输出电压。图 7 总原理图三 课程设计总结现在我们所使用到能源中电能占了很大的比重，它具有成本低廉，输送方便，绿色环保，控制方便能很容易转换成其他的信号等等。我们的日常生活已经离不开电了。在如今高能耗社会，合理的利用电能，提高电能品质和用电效率成为了全球研究的当务之急。而电力电子技术正是与这一主题相关联的。直流升压斩波电路是里面的一部分，它开关电源，与线性电源相比，具有绿色效率高，控制方便，智能化，易实现计算机控制。 在做课程设计的这段时间里，通过不断地查找资料，最升压斩波电路有了一定的理解。
24、并且在matlab中仿真实现了，最后在protel中绘制了原理图和PCB板。在做课程设计过程中，我对matlab在仿真中的应用有了进一步的了解和掌握。Matlab在电力电子方面的仿真应用时，可以将电力电子电路输出效果图形化，形象直观，可以帮助我们对电路的理解。在制作PCB板的过程中，我对protel的各种功能有了一定的了解，也让我明白了理论和实际有很大差别。经过这次课程设计，我认识到自己还有很多东西需要进一步加强学习，而且要把理论联系实践来学习，不仅要懂理论知识，还要懂如何作出实物。设计体会做了两周的课程设计，使我有了很多的心得体会，可以说这次直流电机斩波调速控制系统课程设计是在大家共同努力和
25、在老师的精心指导下共同完成的。一开始接触这个课题时我还不知道该从何下手，很多东西不知该如何实现，经过2星期的努力，在图书馆和网上查资料，请教同学，终于是完成了任务。通过这次设计加深了我对这门课程的了解，以前总是觉得理论结合不了实际，但通过这次设计使我认识到了理论结合实际的重要性。但由于我知识的限制，设计还有很多不足之处，希望老师指出并教导。通过对电路图的研究，也增强了我们的思考能力。另外，在使用protel软件绘制电路图的过程中，我学到了很多实用的技巧，这也为以后的工作打下了很好的基础。从开始任务到查找资料，到设计电路图，到最后的实际接线过程中，我学到了课堂上学习不到的知识。上课时总觉得所学的
26、知识太抽象，没什么用途，现在终于认识到它的重要性。课程设计是培养学生综合运用所学知识,发现,提出,分析和解决实际问题,锻炼实践能力的重要环节,是对学生实际工作能力的具体训练和考察过程。很感激学校给了我们这次动手实践的机会，让我们学生有了一个共同学习，增长见识，开拓视野的机会。也感谢老师对我们无私忘我的指导，我会以这次课程设计作为对自己的激励，继续学习。参考文献1王兆安,黄俊.电力电子技术(第四版).北京: 机械工业出版社,20002康华光,陈大钦.电子技术基础(第四版). 北京: 高等教育出版社,19983张义和.Protel DXP电路设计快速入门.北京:中国铁道出版社,20034 张乃国电
27、源技术北京：中国电力出版社，19985何希才新型开关电源设计与应用北京：科学出版社，20016 阮新波，严仰光直流开关电源的软开关技术北京：科学出版社，20007陈汝全电子技术常用器件应用手册【M】机械工业出版社8 陈礼明实际直流斩波电路中若干问题的浅析梅山科技，20052.1.5 元器件列表本系统除了PWM信号产生电路采用集成芯片外，其余的均采用分立元件。具体见下表 1（元器件清单）：CommentDescriptionDesignatorFootprintLibRefQuantityCap Pol1Polarized Capacitor (Radial)C1, C2, C4RB7.6-15
28、Cap Pol13CapCapacitorC3RAD-0.3Cap1Diode 1N54073 Amp Medium Power Silicon Rectifier DiodeD1, D2, D3, D4, D5DIO18.84-9.6x5.6Diode 1N54075Diode 1N4148High Conductance Fast DiodeD6, D7DIO7.1-3.9x1.9Diode 1N41482Plug AC FemaleIEC Mains Power Outlet, EN60 320-2-2 F Class I,PC Flange Rear Mount, Chassis So
29、cketJ1IEC7-2H3Plug AC Female1SocketSocketJ2PIN1Socket1Inductor IronMagnetic-Core InductorL1, L2AXIAL-0.9Inductor Iron2Header 2Header, 2-PinP1, P2, P3HDR1X2Header 23RF1S40N1040A, 100V, 0.04 Ohm, N-Channel Power MOSFETQ1TO-262AARF1S40N101D44H8NPN Power AmplifierQ2TO-220D44H81D45H8PNP Power AmplifierQ3
30、TO-220D45H81Res2ResistorR1, R2, R3, R4, R5, R6AXIAL-0.4Res2610kPotentiometerR7VR5RPot1Trans EqTransformer (Equivalent Circuit Model)T1TRF_4Trans Eq1SG3525ANRegulating Pulse Width ModulatorU1DIP16SG3525AN1Optoisolator14-Pin Phototransistor OptocouplerU2DIP-4Optoisolator112.1.3 保护电路设计 斩波器的散热设计： 热管散热技术
31、是当今国际较流行的散热方式，国内近年来发展较快，被人们称之为热的“超导体”，已广泛用于车辆电传动系统，热管的主要特点：高效的导热性，高度的等温性，热流密度变换能力强，结构多样灵活、重量轻。由于IGBT模块的开关频率高，开关损耗大，特别是对大功率IGBT模块，一般普通型材散热器难以满足要求。热管散热器特别适合于这种安装底板绝缘的大功率IGBT模块散热。目前适合于大功率IGBT模块的热管散热器的热阻可以达到额定标准以下。过电流保护电路：过电流保护采用的是在主电路中串联一个1的电阻，在其两端并联电磁继电器的线圈。过流保护信号取自电阻两端的电压，当主电路的电流高于一定数值时，电磁继电器的开关闭合，接通
32、低电平，该过电流信号还送到SG3525的脚10。在SG3525内部由于T3基极与A端线相连，A端线由低电压上升为逻辑高电平，经过SG3525A的13脚输出为高电平，功率驱动电路输出至功率场效应管的控制脉冲消失。在电路中，过流保护环节还输出一个信号到与门的输入端，当出现过流信号时，检测环节输出一低电平信号到与门的输入端，使脉冲消失，与SG3525的故障关闭功能一起构成双重保护。IGBT的保护设计：在斩波电路中对斩波器的保护，实际上就是对IGBT的保护。所以重要的是怎么设计好对开关管IGBT的保护方案。在设计对IGBT的保护系统中，主要是针对过电流保护和开关过程中的过电压保护。IGBT的过电流保护
33、IGBT的过流保护电路可分为2类：一类是低倍数的（1.21.5倍）的过载保护；一类是高倍数（可达810倍）的短路保护。对于过载保护不必快速响应，可采用集中式保护，即检测输入端或直流环节的总电流，当此电流超过设定值后比较器翻转，封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲，使输出电流降为零。这种过载电流保护，一旦动作后，要通过复位才能恢复正常工作。 IGBT能承受很短时间的短路电流，能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关，随着饱和导通压降的增加而延长。如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5s，而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15s，45V时可达30s以上。存在以上关系
34、是由于随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路电流同时增大，短路时的功耗随着电流的平方加大，造成承受短路的时间迅速减小。 通常采取的保护措施有软关断和降栅压2种。软关断指在过流和短路时，直接关断IGBT。但是，软关断抗骚扰能力差，一旦检测到过流信号就关断，很容易发生误动作。为增加保护电路的抗骚扰能力，可在故障信号与启动保护电路之间加一延时，不过故障电流会在这个延时内急剧上升，大大增加了功率损耗，同时还会导致器件的di/dt增大。所以往往是保护电路启动了，器件仍然坏了。 降栅压旨在检测到器件过流时，马上降低栅压，但器件仍维持导通。降栅压后设有固定延时，故障电流在这一延时期内被限制在一较
35、小值，则降低了故障时器件的功耗，延长了器件抗短路的时间，而且能够降低器件关断时的di/dt，对器件保护十分有利。若延时后故障信号依然存在，则关断器件，若故障信号消失，驱动电路可自动恢复正常的工作状态，因而大大增强了抗骚扰能力。 IGBT开关过程中的过电压保护 关断IGBT时，它的集电极电流的下降率较高，尤其是在短路故障的情况下，如不采取软关断措施，它的临界电流下降率将达到数kA/s。极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过电压，导致IGBT关断时将会使其电流电压的运行轨迹超出它的安全工作区而损坏。所以从关断的角度考虑，希望主电路的电感和电流下降率越小越好。但对于IGBT的开通来说
36、，集电极电路的电感有利于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流，能减小开通损耗，承受较高的开通电流上升率。一般情况下IGBT开关电路的集电极不需要串联电感，其开通损耗可以通过改善栅极驱动条件来加以控制。2.2 电路参数及选型 Ud=110V 考虑占空比为90%，则 Us=Ud/0.9=123V 取 Us=1.2U2 U2=Us/1.2= 102V 考虑到10%的裕量 U2=1.1102V=113V 一、二次电流计算 I2=Id=13A 变比 K=U1/U2=220/113=1.95 I1=I2/K=13/1.08=12A 考虑空载电流，取 I1=1.0512=12.6A 变压
37、器容量计算 S1=U1I1=22012.6=2772VA S2=U2I2=11313=1469VA S=(S1+S2)/2=2120.5VA 整流元件选择 二极管承受反向最大电压 UDM=1.414U2=1.414113160V 考虑3倍裕量，则 UTN=3160=480V 取500V 该电路整流输出接有大电容，而且负载也不是纯电感负载，但为了简化计算，仍可按电感计算，只是电流裕量要可适当取大些即可。 IdD=0.5Id=0.513=6.5A ID=Id/1.414=13/1.414=9.2A ID(AV)=2ID/1.57=29.2/1.57=11.7A 滤波电容选择 C1一般根据放电的时间
38、常数计算，负载越大，要求纹波系数越小，一般不做严格计算，多取2000 uF以上。因该系统负载不大，故 取 C1=2200 uF 耐压 1.5UDM=1.5160=240V取250V 即选用2200uF、250V电容器。 IGBT的选择 因为Us=123V，取3倍裕量，选耐压为400V以上的IGBT。由于IGBT是以最大标注且稳定电流与峰值电流间大致为4倍关系，故应选用大于4倍额定负载电流的IGBT为宜，因此选用50A,额定电压1600V左右的IGBT 续流二极管的选择 根据 得知 续流二极管应选IcmA、额定电压为的Urm二极管3.2 D CD C 变换器控制系统的原理和实现控制原理图2所示是
39、该DCDC变换器控制系统的控制原理框图4，其应用背景是卫星储能姿控两用飞轮能量回馈系统。控制系统采用电压、电流双闭环串级控制结构，外环是电压环，内环是电流环。控制原理是电压给定U 与电压反馈U进行比较，得到的电压误差经电压调节器输出作为电流给定 ，r与电流反馈I进行比较，得到的电流误差经电流调节器输出对应PWM 波的脉冲宽度，然后经PWM 控制决定分配给哪个开关管，之后PWM波通过驱动电路驱动DCDC变换器中相应的开关管工作以上的双闭环控制是针对工作在PWM 方式下的开关管而言。由于变换器采用的是两个开关管的配合控制，两种不同的工作模式就对应两种不同的PWM开关方案，因此必须设计相应的控制逻辑
40、分配单元来实现这两种开关方案，这在图2中以PWM 控制单元表示。3.3 控制实现控制系统的设计可以采用模拟控制方案和数字控制方案，这里以模拟控制方案阐述该DCDC变换器控制系统的实现，如图3所示。控制电路由两级PI调节器、PWM 波产生电路、驱动电路、故障检测与保护电路等组成。两级PI调节器是控制电路的核心控制单元，两级均为带限幅输出的PI调节器，前级是电压调节器，后级是电流调节器，前后级串联构成了以输出电压为主控制对象、输出电流为副控制对象的双闭环控制系统。电压环的作用是稳定输出电压，在输入电压或负载扰动作用下保证输出稳定。电流环是在稳态时跟随电压环，从而使系统动态响应快，调节性能好，也易于
41、实现限流和过流保护。由于电压调节器的输出作为电流调节器的给定，故电压调节器的限幅值决定了电流调节器的最大输出电流。此外，电流调节器的限幅值限制了最大输出电压，防止了输出电压过高的非正常状态，从而保证了系统的安全可靠。PWM波产生电路负责两种PWM开关方案的实现，以满足变换器降压工作模式和升压工作模式的要求。由于需要产生两路控制信号，因此必须配合主变换电路进行特殊的电路设计，以解决控制逻辑的分配问题。如图3所示，电流调节器输出送到比较器IC 、IC2同相端，由一个三角波发生器产生的三角波送到反相端，两路信号相比较叠加获得PWM 波。分析可知，两种不同的PWM 开关方案可以通过对送到比较器IC 、
42、IC4反相端的三角波加上不同的偏移电压 和 来实现。当电流调节器输出电压低于5 V时，比较器IC 与三角波有交点，输出PWM 波，该波形用于驱动T ，而比较器IC4与三角波没有交点，故无脉冲输出，T2截止；当电流调节器输出电压高于5 V时，比较器IC4与三角波有交点，输出PWM 波，该波形用于驱动T ，而比较器IC 输出高电平，T 1处于全导通状态；而且，降压工作模式和升压工作模式的切换是平滑过渡的。这样，就得到了逻辑上合乎要求的两路控制信号，然后再经驱动电路去驱动两个开关管T1 和T2。为了提高系统的可靠性，还设计了故障检测与保护电路，包括过流保护、过压保护、过热保护等。这主要利用比较器对电流、电压、温度等的检测值与设定的保护值比较，一旦发生超限现象，立即产生相应的保护动作。