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1、精品学习资源导读 : 本文论述了光电二极管检测电路的组成及工作原理,给出了光电二极管、前置运放、反馈网络的SPICE 子模型及系统模型；着重分析了系统稳固性、噪声特性以及提高稳固性和减小噪声的方法；供应了采纳通用电路模拟软件例；SPICE 进行相关性能模拟的实oo光检测电路 SPICE 模拟 稳固性噪声特性光电二极管及其相关的前置放大器是基本物理量和电子量之间的桥梁；很多精密光电二极管检测电路的工作原理及设计方案应用领域需要检测光亮度并将之转换为有用的数字信号；光检测电路可用于CT 扫描仪、血液分析仪、烟雾检测器、位置传感器、红外高温计和色谱分析仪等系统中；在这些电路中，光电二极管产生一个与照
2、明度成比例的柔弱电流；而前置放大器将光电二极管传感器的电流输出信号转换为一个可用的电压信号；看起来好象用一个光电二极管、一个放大器和一个电阻便能轻易地实现简洁的电流至电压的转换，但这种应用电路却提出了一个问题的多个侧面；为了进一步扩展应用前景，单电源电路仍在电路的运行、稳固性及噪声处理方面显示出新的限制；本文将分析并通过模拟验证这种典型应用电路的稳固性及噪声性能；第一探讨电路工作原理，然后假如读者有机会的话，可以运行一个SPICE 模拟程序，它会很形象地说明电路原理；以上两步是完成设计过程的开头；第三步也是最重要的一步本文未作争论）是制作试验模拟板；1 光检测电路的基本组成和工作原理设计一个精
3、密的光检测电路最常用的方法是将一个光电二极管跨接在一个CMOS输入放大器的输入端和反馈环路的电阻之间；这种方式的单电源电路示于图1 中；在该电路中，光电二极管工作于光致电压零偏置）方式；光电二极管上的入射光 使之产生的电流 ISC 从负极流至正极，如图中所示；由于CMOS 放大器反相输入端的输入阻抗特别高，二极管产生的电流将流过反馈电阻RF ；输出电压会随着电阻RF 两端的压降而变化；图中的放大系统将电流转换为电压，即VOUT = ISC RF 1 ）欢迎下载精品学习资源图 1 单电源光电二极管检测电路式1 ）中， VOUT 是运算放大器输出端的电压，单位为 V；ISC 是光电二极管产生的电流
4、，单位为 A ；RF 是放大器电路中的反馈电阻，单位为 W ；图 1 中的 CRF 是电阻 RF 的寄生电容和电路板的分布电容，且具有一个单极点为 1/2p RF CRF ）；用 SPICE 可在肯定频率范畴内模拟从光到电压的转换关系；模拟中可选的变量是放大器的反馈元件 RF ；用这个模拟程序，鼓励信号源为 ISC ，输出端电压为 VOUT ；此例中， RF 的缺省值为 1MW ， CRF 为 0.5pF ；抱负的光电二极管模型包括一个二极管和抱负的电流源；给出这些值后，传输函数中的极点等于1/2p RFCRF），即318.3kHz ；转变 RF 可在信号频响范畴内转变极点；遗憾的是，假如不考
5、虑稳固性和噪声等问题，这种简洁的方案通常是注定要失败的；例如，系统的阶跃响应会产生一个其数量难以接受的振铃输出，更坏的情形是电路可能会产生振荡；假如解决了系统不稳固的问题，输出响应可能仍旧会有足够大的“噪声 ”而得不到牢靠的结果；实现一个稳固的光检测电路从懂得电路的变量、分析整个传输函数和设计一个牢靠的电路方案开头；设计时第一考虑的是为光电二极管响应挑选合适的电阻；其次是分析稳固性；然后应评估系统的稳固性并分析输出噪声，依据每种应用的要求将之调剂到适当的水平；这种电路中有三个设计变量需要考虑分析，它们是：光电二极管、放大器和 R/C反馈网络；第一挑选光电二极管，虽然它具有良好的光响应特性，但二
6、极管的寄生电容将对电路的噪声增益和稳固性有极大的影响；另外，光电二极管的并联寄生电阻在很宽的温度范畴内变化，会在温度极限时导致不稳固和噪声问题；为了保持良好的线性性能及较低的失调误差，运放应当具有一个较小的输入偏置电流例如 CMOS 工艺）；此外， 输入噪声电压、输入共模电容和差分电容也对系统的稳固性和整体精度产生不利的影响；最终， R/C 反馈网络用于建立电路的增益；该网络也会对电路的稳固性和噪声性能产生影响；2 光检测电路的 SPICE 模型欢迎下载精品学习资源2.1 光电二极管的 SPICE 模型一个光电二极管有两种工作方式：光致电压和光致电导，它们各有优缺点；在这两 种方式中，光照耀到
7、二极管上产生的电流ISC 方向与通常的正偏二极管正常工作时的方向相反，即从负极到正极；光电二极管的工作模型示于图2 中，它由一个被辐射光激发的电流源、抱负的二极管、结电容和寄生的串联及并联电阻组成；图 2 非抱负的光电二极管模型当光照耀到光电二极管上时，电流便产生了，不同二极管在不同环境中产生的电流ISC 、具有的 CPD 、 RPD 值以及图中放大器输出电压为05V 所需的电阻 RF 值均不同， 例如 SD-020-12-001硅光电二极管，在正常直射阳光1000fc 英尺 -烛光）时， ISC=30m A 、CPD=50pF 、RPD=1000MW、RF=167kW；睛朗白天 100fc
8、）时， ISC= 3m A 、CPD=50pF 、RPD= 1000 MW、 RF=1.67MW；桌上室内光 1.167fc ）时，ISC=35nA 、 CPD=50pF 、RPD=1000MW、 RF=142.9MW；可见光照不同时， ISC 有显著变化，而CPD 、RPD 基本不变；工作于光致电压方式下的光电二极管上没有压降，即为零偏置；在这种方式中，为 了光灵敏度及线性度，二极管被应用到最大限度，并适用于精密应用领域；影响电路性 能的关键寄生元件为CPD 和 RPD ，它们会影响光检测电路的频率稳固性和噪声性能；结电容 CPD 是由光电二极管的P 型和 N 型材料之间的耗尽层宽度产生的；
9、耗尽层窄，结电容的值大；相反，较宽的耗尽层如 PIN 光电二极管）会表现出较宽的频谱响应；硅二极管结电容的数值范畴大约从20 或 25pF 到几千 pF 以上；结电容对稳固性、带宽和噪声等性能产生的重要影响将在下面争论；在光电二极管的数据手册中，寄生电阻 RPD 也称作 “分流 ”电阻或 “暗”电阻；该电阻与光电二极管零偏或正偏有关；在室温下，该电阻的典型值可超过 100MW ；对于大多数应用，该电阻的影响可被忽视；分流电阻 RPD 是主要的噪声源，这种噪声在图 2 中示为 ePD ；RPD 产生的噪声称作散粒噪声 热噪声），是由于载流子热运动产生的；欢迎下载精品学习资源二极管的其次个寄生电阻
10、 RS 称为串联电阻，其典型值从 10W 到 1000W ；由于此电阻值很小，它仅对电路的频率响应有影响；光电二极管的漏电流 IL 是引发误差的第四个因素；假如放大器的失调电压为零，这种误差很小；与光致电压方式相反，光致电导方式中的光电二极管具有一个反向偏置电压加至光传感元件的两端；当此电压加至光检测器上时，耗尽层的宽度会增加，从而大幅度地减小寄生电容 CPD 的值；寄生电容值的减小有利于高速工作，然而，线性度和失调误差尚未最优化；这个问题的折衷设计将增加二极管的漏电流 IL 和线性误差；下面将集中争论光致电压方式下的光电二极管的应用领域；2.2 运放的 SPICE 模型运算放大器具有范畴较宽
11、的技术指标及性能参数，它对光检测电路的稳固性和噪声 性能影响很少；其主要参数示于图3 的模型中，它包括一个噪声源电压、每个输入端的寄生共模电容、输入端之间的寄生电容及与频率有关的开环增益；输入差分电容 CDIFF 和输入共模电容 CCM 是直接影响电路稳固性和噪声性能的寄生电容；这些寄生电容在数据手册中通常规定为典型值，基本不随时间和温度变化；另一个涉及到输入性能的是噪声电压，该参数可模拟为运放同相输入端的噪声源；此噪声源为放大器产生的全部噪声的等效值；利用此噪声源可建立放大器的全部频谱模型，包括 1/f 噪声或闪耀噪声以及宽带噪声；争论中假设采纳CMOS 输入放大器，就输入电流噪声的影响可忽
12、视不计；图 3 非抱负的运放模型当运行 SPICE 噪声模拟程序时，必需使用一个独立的沟通电压源或电流源；为了模拟放大器的输入噪声RTI ，一个独立的电压源VIN 应加在放大器的同相输入端；另外， 电路中的反馈电阻保持较低值100W），以便在评估中不影响系统噪声；图 3 模型中的最终一个技术指标为在频率范畴内的开环增益AOLjw），典型情形下，在传输函数中该响应特性至少有两个极点，该特性用于确定电路的稳固性；欢迎下载精品学习资源在这个应用电路中，对运放有影响而未模拟的另一个重要性能参数是输入共模范畴和输出摆幅范畴；一般而言，输入共模范畴必需扩展到超过负电源幅值，而输出摆幅必须尽可能地摇摆到负电
13、源幅值；大多数单电源CMOS 放大器具有负电源电压以下0.3V的共模范畴；由于同相输入端接地，此类性能特别适合于本应用领域；当放大器对地的负载电阻为小于RF /10 时，就单电源放大器的输出摆幅可最优化；假如采纳这种方法， 最坏情形下放大器负载电阻的噪声也仅为总噪声的0.5% ；SPICE 宏模型可以模拟也可以不模拟这些参数；一个放大器宏模型会具有适当的开环增益频率响应、输入共模范畴和不那么抱负的输出摆幅范畴；表1 中列出了本文使用的三个放大器宏模型的特性；光电二极管和放大器的寄生元件对电路的影响可简洁地用SPICE 模拟加以说明；例如，在抱负情形下，可以通过使用ISC 的方波函数和观看输出响
14、应来进行模拟；2.3 反馈元件模型本应用中应当考虑的第三个即最终一个变量是放大器的反馈系统；图4 示出一个反馈网络模型；在图 4 中，分别的反馈电阻RF 也有一个噪声成分eRF 和一个寄生电容 CRF ；寄生电容 CRF 为电阻 RF 及与电路板 /接线板相关的电容；此电容的典型值为0.5pF 到 1.0pF ；CF 是反馈网络模型中包含的第2 个分别元件，用于稳固电路；图 4 图 1 所示系统反馈电路的寄生元件模型表 1 本文提到的运放宏模型特性欢迎下载精品学习资源将三个子模型 光电二极管、运放和反馈网络）组合起来可组成光检测电路的系统模型；如图 5 所示；3 系统模型的相互影响和系统稳固性
15、分析当光电二极管配置为光致电压工作方式时，图统的稳固性；5 所示的系统模型可用来定性分析系这个系统模型的 SPICE 能模拟光电二极管检测电路的频率及噪声响应；特殊是在进入硬件试验以前，通过模拟手段可以简洁地验证并设计出良好的系统稳固性；该过程是评估系统的传输函数、确定影响系统稳固性的关键变量并作相应调整的过程；该系统的传输函数为2 ）欢迎下载精品学习资源图 5 标准光检测电路的系统模型式2 ）中， AOLjw）是放大器在频率范畴内的开环增益；b 是系统反馈系数，等于 1/1+ZF/ZIN ）； 1/b 也称作系统的噪声增益；ZIN 是输入阻抗，等于RPD/1/ jw CPD+CCM+ CDI
16、FF）； ZF 是反馈阻抗，等于RF /1/ jw CRF+CF ）；通过补偿 AOLjw） b 的相位可确定系统的稳固性，这可凭体会用AOLjw）和1/b 的 Bode 图来实现；图 6 中的各图说明白这个概念；开环增益频率响应和反馈系数的倒数1/b ）之间的闭合斜率必需小于或等于20dB/10倍频程；图 6 中a ）、 c ）表示稳固系统，b ）、 d ）表示不稳固系统；在a ）中，放大器的开环增益AOLjw）以零 dB 随频率变化并很快变化到斜率为 20dB/10倍频程；尽管未在图中显示，但这个变化是由开环增益响应的一个极点导致的， 并相伴着相位的变化，在极点以前开头以10 倍频程变化；
17、即在极点的10 倍频程处， 相移约为 0；在极点发生的频率处，相移为45；当斜率随着频率变化，到其次个极点时开环增益响应变化至40dB/10倍频程；并再次相伴着相位的变化；第3 个以零点响应显现，并且开环增益响应返回至20dB/10 倍频程的斜率；欢迎下载精品学习资源图 6 确定系统稳固性的Bode 图在同一个图中， 1/b 曲线以零 dB 开头随频率变化；1/b 随着频率的增加保持平滑， 直到曲线末尾有一个极点产生，曲线便开头衰减20dB/10 倍频程；图a ）中令人感爱好的一点就是AOLjw）曲线和 1/b 曲线的交点；两条曲线交点的斜率示出了系统的相位容限，也预示着系统的稳固性；在图中，
18、交点斜率为20dB/10倍频程；在这种情形下，放大器将供应90的相移，而反馈系数就供应零度相移；相移和系统的稳固性均由两条曲线的交点打算；1/b 相移和 AOLjw）相移相加， 系统的相移为 90，容限为 90；从理论上说，假如相位容限大于零度，系统是稳固的；但实际应用中相位容限至少应有45才能使系统稳固；在图 6 的c）中， AOLjw）曲线和 1/b 曲线的交点表示一个在肯定程度上稳固的系统；此点 AOLjw）曲线正以 20dB/10倍频程的斜率变化，而1/b 曲线正从20dB/10倍频程的斜率转换到0dB/10倍频程的斜率； AOLjw）曲线的相移为 90；1/b 曲线的相移就为45；将
19、这两个相移相加后，总的相移为135，即相位容限为45；虽然该系统看上去较稳固，即相位容限大于0，但是电路不行能像运算或模拟那样抱负化，由于电路板存在着寄生电容和电感；结果，具有这样大小的相位容限，这个系统只能是 “肯定程度上的稳固 ”；图 6 中b ）、 d ）均为不稳固系统；在 b ）图中， AOLjw）以 20dB/10 倍频程的斜率变化； 1/b 就以 +20dB/10倍频程的斜率变化；这两条曲线的闭合斜率为 40dB/10倍频程，表示相移为180，相位容限为0；欢迎下载精品学习资源在d ）图中， AOLjw）以 40dB/10倍频程的斜率变化；而1/b 以 0dB/10倍频程的斜率变化
20、；两条曲线的闭合斜率为40dB/10倍频程，表示相移为180；通过模拟可说明使用非抱负的光电二极管和运放模型会造成相当数量的振铃或不稳固因素；在频率域内重新进行这种模拟会很快重现这种不稳固因素；系统的不稳固性可用两种方法校正：1 ）增加一个反馈电容CF ； 2 ）改进放大器， 使其具有差分AOL 频率响应或差分输入电容；转变反馈电容；系统中影响噪声增益1/b 频率响应的有光电二极管的寄生电容、运放的输入电容，其阻抗以ZIN 表示，放大器反馈环路的寄生元件，其阻抗以ZF 表示；ZIN = RPD /1/ jw CPD+CCM+CDIFF）ZF = RF /1/jw CRF+CF） 3 ） 1/b
21、 = 1+ZF/ZIN噪声增益 1/b 曲线的极点、零点如图7 所示；开环增益频率响应和反馈系数的倒数1/b 间的闭合斜率必需小于或等于20dB/10倍频程；在图 7 中，极零点频率如下：fP1=1/2p RPD/RF） CPD+CCM+CDIFF+CF+CRF）fP2 =1/2p RS CPD）fZ=1/2p RFCF+CRF） 4 ）图 7 噪声增益 1/b 曲线的极零点图欢迎下载精品学习资源从式 4 ）中简洁地看出，加大CF 将降低 fP1 ，并降低高频增益 1+CPD+CCM+CDIFF） /CF+CRF ）；1/b 网络的极点设计成1/b 与放大器的开环增益曲线相交的那一点；此时频率
22、就是这两条曲线的几何平均值；CF 可运算如下5 ）式5 ）中 fU 是放大器的增益带宽积；此时，系统具有45的总相位容限，阶跃响应将出现 25% 的过冲；对于使用MCP601 放大器的电路，CF 的值将为这种正确的运算结果是建立在假设放大器参数如带宽或输入电容以及反馈电阻值没有转变，二极管的寄生电容也无转变基础上的；较保守的运算方法CF 的取值为6 ）此时系统的相位容限将为65，而阶跃函数的过冲是5% ；用式 6 ）， CF 的值将为这种保守的方法会稍微增加系统噪声；上述两种结果均可用模拟程序#7 #10 分别对表 1 中的 MCP601和 OPAMP#2进行模拟；系统的噪声性能是通过运算或模
23、拟而推导出来的，它涉及到频率响应中五个区域的噪声和反馈电阻噪声；这五个区域如图8 所示；图 8 中将整个响应分成五个区域便可简洁地运算出噪声电压；每个区域内的总噪声等于系统增益1/b ）乘以放大器噪声的均方根值； RF 的噪声不乘系统增益；该系统的噪声电压完整运算如下7 ）式中 e2N 是指定频率范畴内的平方累积噪声，N=1 ， 2， 5）；尽管这些运算看来较冗长，但仍是相当有指导意义的；运算结果将得出总的系统噪声并指出有问题的区域；系统噪声的累积均方根值也可用SPICE 模拟；其 X 轴为频率 Hz ）， Y 轴是从直流到指定频率的累积噪声电压V ）；欢迎下载精品学习资源一个 SPICE 噪
24、声模拟需要一个独立的沟通电压源或电流源；此时电路的输出噪声RTO ）可被模拟；在这个模拟中，X 轴为频率 Hz ）， Y 轴为噪声的累积均方根值VRMS ；在运行模拟程序之前，应确保已经键入了用户想采纳的反馈电容值；图 8 系统噪声采纳 MCP601放大器模拟系统的累积噪声，结果显示噪声主要发生在较高的频率处；增加 CF 的值或削减 RF 的值可简洁地降低整个系统的噪声；另一个降低噪声的方法是减小放大器的带宽；这可从模拟“运放 #2”中观看到；在运行模拟程序之前，要保证已键入了用户想采纳的反馈电容值；采纳 “运放 #2”模拟系统的累积噪声显示了所期望的结果，但是，光电二极管输入信号的带宽却由于
25、放大器的带宽限制而大大减小；在某些应用领域，这可能是不行折衷的；为了降低噪声，这个电路输出端可减小的其它参数是光电二极管的寄生电容CPD 和运放的输入电容CCM 和 CDIFF ；在光电二极管前置放大器电路中，答应的最大噪声是多少？作为一种参考，工作在5V 输入范畴的 12 位系统具有相当于1.22mV 的 LSB ；而同样输入电压范畴的16 位系统的 LSB 就为 76.29m V ；本文特殊关注了与标准光检测电路有关的稳固性和噪声问题；电路工作原理为如何较好地解决设计问题供应了思路；而模拟就用于验证理论，它说明如何才能设计出一个 低噪声又充分稳固的电路方案；设计中的可变参数是光电二极管、运算放大器和反馈网 络；挑选光电二极管主要是由于其良好的光响应特性；但是，它的寄生电容会对噪声增 益和电路的稳固性产生影响；挑选运放是由于其小的输入偏置电流和带宽；此外，放大 器产生的噪声也是一个重要的指标；最终，反馈网络也影响系统的信号带宽和噪声幅度；一旦理论和模拟相互吻合，设计过程中最终且最重要的一步就是制作试验模拟板；欢迎下载